TPS54J060 [TI]
4V 至 16V 输入、6A 同步降压转换器，900mV 基准电压，闭锁电流限制;
| 型号： | TPS54J060 |
| 厂家： | 
TEXAS INSTRUMENTS |
| 描述： | 4V 至 16V 输入、6A 同步降压转换器，900mV 基准电压，闭锁电流限制 转换器 |
| 文件： | 总43页 (文件大小：4334K) |
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TPS54J060
ZHCSM19C –SEPTEMBER 2019 –REVISED JUNE 2021
具有D-CAP3™ 控制模式和0.9V 基准电压的TPS54J060 4VIN 至16VIN、6A 同步
降压转换器
1 特性
2 应用
• 输入范围为2.7V 至16V 时，外部偏压范围为3.3V
至3.6V
• 输入范围为4V 至16V 时，无外部偏压
• 集成MOSFET 支持6A 持续输出电流
• 在D-CAP3™ 控制模式下可提供快速负载阶跃响应
• 支持所有陶瓷输出电容器
• 服务器和云计算POL
• 宽带、网络和光学模块
• 无线基础设施
• 工业PC
• IP 网络摄像头
3 说明
• 基准电压为900mV，±1% 容差
（在–40°C 至+125°C 的结温范围内）
• 输出电压范围：0.9V 至5.5V
TPS54J060 器件是一款具有自适应导通时间 D-CAP3
™ 控制模式的高效率、小尺寸同步降压转换器。此器件
简单易用，具有较少的外部元件数量，适用于空间受限
的电源系统。
• 自动跳跃Eco-mode™ 可实现较高的轻负载效率
• 可编程电流限制（利用外部电阻器）
• 可选择频率设置（600kHz、1100kHz、2200kHz）
• 内部固定、外部可调软启动
它不仅具有高性能的集成 MOSFET、精度为 ±1% 的
900mV 基准电压以及 –40°C 至 +125°C 的结温范
围，还包括以下具有竞争力的特性：超低的外部元件数
量、快速的负载瞬态响应、精确的负载调节和线路调
节、以自动跳跃或 FCCM 模式运行、可调节的软启动
控制，并且无需外部补偿即可支持所有陶瓷电容器设
计。
• 安全预偏置启动功能
• 内置电路允许缓慢输出放电
• 开漏电源正常状态输出
• 在发生OC、UV 和OV 故障时进入闭锁模式
• 完全符合RoHS 标准
• 2mm × 3mm 14 引脚Hotrod™ 封装，间距为
TPS54J060 采用14 引脚QFN 封装。
0.5mm
器件信息
器件型号(1)
TPS54J060
封装尺寸（标称值）
封装
QFN (14)
2.00mm × 3.00mm
(1) 如需了解可用封装，请参阅数据表末尾的附录。
100
95
90
85
80
75
70
65
60
VIN = 5 V
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
Output Current (A)
4
4.5
5
5.5
6
典型效率（VOUT = 1.8V，fSW = 600kHz）
简化版原理图
本文档旨在为方便起见，提供有关TI 产品中文版本的信息，以确认产品的概要。有关适用的官方英文版本的最新信息，请访问
www.ti.com，其内容始终优先。TI 不保证翻译的准确性和有效性。在实际设计之前，请务必参考最新版本的英文版本。
English Data Sheet: SLVSES4
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内容
1 特性................................................................................... 1
2 应用................................................................................... 1
3 说明................................................................................... 1
4 修订历史记录.....................................................................2
5 引脚配置和功能................................................................. 3
6 规格................................................................................... 4
6.1 绝对最大额定值...........................................................4
6.2 ESD 等级.................................................................... 4
6.3 建议运行条件.............................................................. 4
6.4 热性能信息..................................................................5
6.5 电气特性......................................................................5
6.6 典型特性......................................................................8
7 详细说明.......................................................................... 11
7.1 概述...........................................................................11
7.2 功能方框图................................................................ 11
7.3 特性说明....................................................................12
7.4 器件功能模式............................................................ 17
8 应用和实施.......................................................................18
8.1 应用信息....................................................................18
8.2 典型应用....................................................................18
9 电源相关建议...................................................................30
10 布局............................................................................... 31
10.1 布局指南..................................................................31
10.2 布局示例..................................................................32
11 器件和文档支持..............................................................34
11.1 文档支持..................................................................34
11.2 支持资源..................................................................34
11.3 接收文档更新通知................................................... 34
11.4 商标.........................................................................34
11.5 术语表..................................................................... 34
11.6 静电放电警告...........................................................34
12 机械、封装和可订购信息...............................................35
4 修订历史记录
注：以前版本的页码可能与当前版本的页码不同
Changes from Revision B (October 2020) to Revision C (June 2021)
Page
• 将VIN –SW 瞬态值< 20ns 的最小值更改为–4............................................................................................. 4
• 更新了节7.3.4 关于软启动电容器的说明..........................................................................................................12
• 更新了节8.2.2.7 关于软启动电容器的说明.......................................................................................................23
Changes from Revision A (April 2020) to Revision B (October 2020)
Page
• 更新了整个文档中的表格、图和交叉参考的编号格式.........................................................................................1
• 首次公开发布...................................................................................................................................................... 1
Changes from Revision * (September 2019) to Revision A (April 2020)
Page
• 将销售状态从“预告信息”更改为“初始发行版”.............................................................................................1
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5 引脚配置和功能
图5-1. 14 引脚QFN RPG 封装（顶视图）
图5-2. 14 引脚QFN RPG 封装（底视图）
表5-1. 引脚功能
引脚
I/O(1)
说明
编号
名称
PGND
G
O
1、14
2、11
内部低侧MOSFET 的电源接地端。
SW
VIN
电源转换器的输出开关端子。将该引脚连接到输出电感器。
集成功率MOSFET 对和内部稳压器的电源输入引脚。将去耦输入电容器尽可能靠近VIN 引脚放
置。
3
4
I
电流限制设置引脚。将一个电阻接地即可设置电流限制跳闸点。请参阅节7.3.7，了解详细的
OCP 设置。
TRIP
I/O
5
6
7
EN
FB
I
I
启用引脚。使能引脚可开启或关闭直流/直流开关转换器。不建议将EN 引脚悬空。
输出反馈输入。从VOUT 到AGND（抽头至FB 引脚）的电阻分压器可设置输出电压。
模拟接地引脚，内部控制电路的基准点
AGND
G
内部基准电压可由该引脚上的外部电压源覆盖以用于跟踪应用。将电容器连接到AGND 可增加
软启动时间。
8
SS/REFIN
I/O
9
PGOOD
BOOT
O
开漏电源正常状态信号。高电压表示FB 电压已移到指定的限值内。
10
I/O
高侧栅极驱动器（升压端子）的电源轨。从该引脚到SW 节点之间连接自举电容器。
MODE 引脚可设置强制连续导通模式(FCCM) 或跳跃模式的工作模式。该引脚还可以选择工作
频率。
12
13
MODE
VCC
I
内部3V LDO 输出。可将电压为3.3V ±5% 的外部辅助电源连接到该引脚以减少内部LDO 上的
功率损耗。该引脚上的电压源为内部电路和栅极驱动器供电。为了去耦，建议使用一个尽可能靠
近VCC 引脚的1µF 陶瓷电容器。
I/O
(1) I = 输入，O = 输出，P = 电源，G = 接地
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6 规格
6.1 绝对最大额定值
在工作结温范围内测得（除非另有说明）(1)
最小值
–0.3
–0.3
–0.3
-4.0
最大值
单位
VIN
18
18
18
25
21.5
6
V
V
V
VIN –SW
DC
SW –PGND
V
VIN –SW
瞬态值< 20ns
-5.0
V
SW –PGND
引脚电压(2)
V
BOOT –SW
–0.3
-0.3
24
6
V
BOOT –PGND
EN、PGOOD
V
–0.3
–0.3
–0.3
–0.3
-40
6
V
TRIP、MODE、SS/REFIN、FB
VCC
6
V
0.3
150
150
V
AGND –PGND
引脚电压差分值
°C
°C
工作结温范围，TJ
贮存温度范围，Tstg
-55
(1) 应力超出绝对最大额定值下所列的值可能会对器件造成永久损坏。这些列出的值仅仅是应力额定值，这并不表示器件在这些条件下以及
在建议运行条件以外的任何其他条件下能够正常运行。长时间处于绝对最大额定条件下可能会影响器件的可靠性。
(2) 所有电压都是相对于网络接地端的电压。
6.2 ESD 等级
值
单位
人体放电模型(HBM)，符合ANSI/ESDA/JEDEC JS-001 标准(1)
充电器件模型(CDM)，符合JEDEC 规范JESD22-C101(2)
±2000
V(ESD)
V
静电放电
±500
(1) JEDEC 文件JEP155 指出：500V HBM 可实现在标准ESD 控制流程下安全生产。若部署必要的预防措施，则可以在低于500V HBM
时进行生产。
(2) JEDEC 文档JEP157 指出：250V CDM 能够在标准ESD 控制流程下安全生产。
6.3 建议运行条件
在工作结温范围内测得（除非另有说明）
最小值
最大值
单位
VCC 使用高达3.6V 的外部辅助电源时的VIN(1)
使用内部辅助电源时的VIN
使用内部辅助电源启用转换器所需的VIN
SW –PGND
2.7
16
V
VIN
4
16
V
V
3.3
16
5.3
V
–0.1
-0.1
-0.1
-0.1
–0.1
3.0
V
BOOT –SW
1.5
V
TRIP、SS/REFIN、FB
MODE
引脚电压
VCC
5.5
V
V
EN、PGOOD
VCC
3.6
V
-0.1
-40
0.1
V
AGND –PGND
引脚电压差分值
125
°C
结温，TJ
工作结温
(1) 确保在上述条件的任何组合中，器件上的应力均不超过“绝对最大额定值”中指定的值。
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6.4 热性能信息
TPS54J060
热指标(1)
RPG (QFN)
单位
14 引脚
RθJA
64
40
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
°C/W
结至环境热阻(JEDEC)
RθJC(top)
RθJC(bot)
RθJB
结至外壳（顶部）热阻(JEDEC)
结至外壳（底部）热阻(JEDEC)
结至电路板热阻(JEDEC)
结至环境热阻(EVM)
16.2
16.2
43.5
1.7
RθJA(EVM)
ψJT
结至顶部特征参数(EVM)
结至电路板特征参数(EVM)
21
ψJB
(1) 更多有关新旧热指标的信息，请参阅半导体和IC 封装热指标
6.5 电气特性
TJ = –40°C 至+125°C，VCC = 3V（除非另有说明）
参数
测试条件
最小值
典型值
最大值
单位
电源
VEN = 2V，VFB = VINTREF + 50mV，VIN = 12V，
VCC 引脚上无外部辅助电源
IQ(VIN)
750
3
900
µA
mA
mA
mA
µA
VIN 工作非开关电源电流
外部VCC 辅助电源电流(1)
VCC 引脚上有3.3V 外部辅助电源，fSW(FCCM)
=
=
=
600kHz
VCC 引脚上有3.3V 外部辅助电源，fSW(FCCM)
1100kHz
IQ(VCC)
5.5
10
10
VCC 引脚上有3.3V 外部辅助电源，fSW(FCCM)
2200kHz
VEN = 0V，VIN = 12V，VCC 引脚上无外部辅助电
源
ISD_VIN
VIN 关断电源电流
2.1
2.4
2.7
V
V
VCC = 外部3.3V
VCC = 外部3.3V
VINUVLO
VIN UVLO 上升阈值电压
1.55
1.85
2.15
ENABLE
VENH
1.17
0.97
1.22
1.02
0.2
1.27
1.07
V
V
EN 使能阈值电压（上升）
EN 禁用阈值电压（下降）
EN 迟滞电压
VENL
VENHYST
VENLEAK
V
VEN = 3.3V
-5
0
5
µA
kΩ
EN 输入漏电流
6500
EN 内部下拉电阻
EN 引脚至AGND。
内部LDO
VCC
VIN = 12V，IVCC(LOAD) = 5mA
VCC 上升
2.90
2.80
2.65
3.00
2.85
2.70
0.15
3.10
2.90
2.75
V
V
内部LDO 输出电压
VCCUVLO
VCC 欠压锁定(UVLO) 阈值电压
V
VCC 下降
VCCUVLO
VCCDO
V
VCC 欠压锁定(UVLO) 阈值电压
LDO 低压降电压
VCC 迟滞
VIN = 3.3V，IVCC(LOAD) = 20mA，TJ = 25°C
所有VIN，所有温度
310
mV
mA
30
60
LDO 过流限制
基准
VINTREF
TJ = 25°C
900
mV
mV
mV
nA
内部REF 电压
896
891
904
909
100
内部REF 电压容差
内部REF 电压容差
FB 输入电流
TJ = 0°C 至70°C
TJ = –40°C 至125°C
VFB = VINTREF
IFB
开关频率
VIN = 12V，VOUT = 1.2V，RMODE = 0Ω至
AGND，无负载
VO 开关频率，FCCM 工作模式(1)
fSW(FCCM)
935
1100
1265
kHz
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TJ = –40°C 至+125°C，VCC = 3V（除非另有说明）
参数
测试条件
最小值
典型值
最大值
单位
VIN = 12V，VOUT = 2.5V，RMODE = 30.1kΩ至
AGND，无负载
VO 开关频率，FCCM 工作模式(1)
VO 开关频率，FCCM 工作模式
fSW(FCCM)
1870
2200
2530
724
kHz
VIN = 12V，VOUT = 1.2V，RMODE = 60.4kΩ至
AGND，无负载
fSW(FCCM)
536
630
70
kHz
tON(min)
95
ns
ns
VIN = 12V，VOUT = 1V，第一个脉冲
TJ = 25°C，HS FET 栅极下降至上升
最短导通时间
最短关断时间
tOFF(min)
STARTUP
220
使用内部3.0V LDO 时，从EN 变为高电平到第一
个SW 上升沿的延迟。对于典型值，VCC 旁路电容
= 1uF，对于最大值，VCC 旁路电容= 2.2uF。CSS/
REFIN = 1nF
0.85
2
ms
EN 至第一个开关延迟，内部LDO
使用VCC 外部3.3V 辅助电源时，从EN 变为高电
平到第一个SW 上升沿的延迟。CSS/REFIN = 1nF
EN 至第一个开关延迟，外部VCC 辅助电
源
500
1.5
700
µs
VO 从0V 上升到最终设定点的95%，CSS/REFIN
=
tSS
1
ms
内部软启动时间
1nF
VSS/REFIN = 0V
VSS/REFIN = 1V
9
3
µA
µA
SS/REFIN 拉电流
SS/REFIN 灌电流
VIN = 4V - 16V，VCC = 3.0V - 5.3V，–40°C -
125°C，TPS54J060
550
0
mV
mV
SSREFIN 检测阈值
VSS/REFIN = 0.5V
-5
5
SS/REFIN 至FB 匹配
功率级
RDS(on)HS
TJ = 25°C，BOOT-SW = 3V，IO = 3A
TJ = 25°C，VCC = 3V，IO = 3A
22
高侧MOSFET 导通电阻
低侧MOSFET 导通电阻
mΩ
mΩ
RDS(on)LS
8.5
升压电路
IVBST-SW
TJ = 25°C，VVBST-SW = 3.3V
TJ = 25°C，电压上升
TJ = 25°C
28
2.35
0.32
µA
V
VBST-SW 漏电流
BOOT UVLO(1)
BOOT UVLO 迟滞(1)
V
电流检测
8.1
3.74
5.1
9.5
A
kΩ
A
LS FET 上的谷值电流，0Ω≤RTRIP ≤3.16kΩ
LS FET 上的谷值电流，RTRIP = 4.99kΩ
电流限制钳位
RTRIP
IOCL
30.1
6.9
TRIP 引脚电阻范围
电流限制阈值
6.0
KOCL
30000
RTRIP 公式的KOCL 常数
-10
-16.5
-4.3
0
10
16.5
-2.8
730
%
%
K
K
OCL 容差
OCL 容差
3.74kΩ ≤RTRIP ≤4.99kΩ
10kΩ= RTRIP
INOCL
IZC
-3.5
200
A
所有VIN
负电流限制阈值
VIN = 12V，VCC = 3V
mA
过零检测电流阈值，开环
欠压和过压保护
VOVP
113
77
116
80
119
83
%
%
过压保护(OVP) 阈值电压
欠压保护(UVP) 阈值电压
OVP 响应延迟
VUVP
tdelay(OVP)
tdelay(UVP)
电源正常
300
64
ns
µs
具有100mV 过驱
UVP 滤波器延迟
89
113
92.5
116
80
95
119
83
FB 上升，PGOOD 从低电平转换到高电平
FB 上升，PGOOD 从高电平转换到低电平
FB 下降，PGOOD 从高电平转换到低电平
FB 上升
VPGTH
%
PGOOD 阈值
77
VOOB
IPG
102.5
105
107.5
5.5
%
PGOOD 和越界阈值
PGOOD 灌电流
VPGOOD = 0.4V，VIN = 12V，VCC = 3V
IPGOOD = 5.5mA，VIN = 12V，VCC = 3V
PGOOD 从低电平到高电平的延迟
PGOOD 从高电平到低电平的延迟
mA
mV
ms
µs
IPG
400
1.25
5
PGOOD 低电平输出电压
1
2
tdelay(PG)
PGOOD 延迟时间
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TJ = –40°C 至+125°C，VCC = 3V（除非另有说明）
参数
测试条件
最小值
典型值
最大值
单位
Ilkg(PG)
TJ = 25°C，VPGOOD = 3.3V，VFB = VINTREF
5
µA
PGOOD 拉至高电平时的漏电流
VIN = 0V，VCC = 0V，VEN = 0V，PGOOD 通过
100kΩ电阻上拉至3.3V
750
950
1100
mV
PGOOD 钳位低电平输出电压
VIN = 0V，VCC = 0V，VEN = 0V，PGOOD 通过
10kΩ电阻上拉至3.3V
1250
1.5
mV
V
有效PGOOD 输出所需的最小VCC
输出放电
RDischg
80
VIN = 12V，VCC = 3V，禁用电源转换
输出放电电阻
Ω
热关断
热关断阈值(1)
热关断迟滞(1)
155
170
38
°C
温度上升
TSDN
℃
(1) 根据设计确定。未经生产测试。
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6.6 典型特性
30
28
26
24
22
20
18
16
14
12
15
14
13
12
11
10
9
8
7
6
5
4
3
HS Resistance at VCC = 3V
70 90 110 130 150
LS Resistance at VCC = 3V
50 70 90 110 130 150
10
2
-50 -30 -10 10
30
50
Junction Temperature (°C)
-50 -30 -10 10
30
Junction Temperature (°C)
图6-1. 高侧FET RdsON
图6-2. 低侧FET RdsON
4
3.9
3.8
3.7
3.6
3.5
3.4
3.3
3.2
3.1
3
6.8
6.6
6.4
6.2
6
RTRIP = 4.99kW
5.8
5.6
5.4
5.2
5
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
图6-3. 过流限值
图6-4. 负过流限制
1.5
1.44
1.38
1.32
1.26
1.2
0.91
0.908
0.906
0.904
0.902
0.9
Enable Voltage Rising (V)
Enable Voltage Falling (V)
0.898
0.896
0.894
0.892
0.89
1.14
1.08
1.02
0.96
0.9
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
图6-6. Vref
图6-5. 使能电压
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3
2.7
2.4
2.1
1.8
1.5
1.2
0.9
0.6
0.3
0
4
3.8
3.6
3.4
3.2
3
Vcc Rising (V)
Vcc Falling (V)
2.8
2.6
2.4
2.2
2
VIN Rising (V)
VIN Falling (V)
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
图6-7. VIN UVLO
图6-8. VCC UVLO
120
115
110
105
100
95
16.8
16
VIN = 12V, VCC = Internal LDO
15.2
14.4
13.6
12.8
12
90
85
80
11.2
10.4
9.6
75
70
FB Rising PGOOD rising
65
FB falling PGOOD falling
FB Rising PGOOD falling
Out of Bounds
60
8.8
55
8
50
0
10
20
30
40
50
60
Junction Temperature (°C)
70
80
90 100
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
图6-10. PGOOD 灌电流
图6-9. PGOOD 阈值
0.8
0.72
0.64
0.56
0.48
0.4
10
9.8
9.6
9.4
9.2
9
VIN = 12V, VCC = Internal LDO
0.32
0.24
0.16
0.08
0
8.8
8.6
8.4
8.2
8
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
-50 -30 -10 10
30
50
70
Junction Temperature (°C)
90 110 130 150
图6-11. 过零阈值
图6-12. 软启动拉电流
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900
800
700
600
500
400
300
200
20
18
16
14
12
10
8
VIN = 12V, VCC = Internal LDO, VEN = 0V
6
4
VIN = 12V, VCC = Internal LDO
VEN = 2V, VFB = VINTREF+50mV
100
0
2
0
-50 -30 -10 10
30
Junction Temperature (°C)
50
70
90 110 130 150
-50 -30 -10 10
30
Junction Temperature (°C)
50
70
90 110 130 150
图6-13. 非开关电源电流
图6-14. 关断电源电流
700
1300
1250
1200
1150
1100
1050
1000
950
675
650
625
600
575
550
VIN = 5 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 5 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
900
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Output Current (A)
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Output Current (A)
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
VOUT = 1.2 V
L = 1µH
MODE = FCCM
VOUT = 1.2 V
L = 1µH
MODE = FCCM
图6-15. 600kHz 开关频率与负载电流间的关系
图6-16. 1100kHz 开关频率与负载电流间的关系
2600
1400
VIN = 5 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 8 V
2500
2400
2300
2200
2100
2000
1900
1800
1200
1000
800
600
400
VIN = 5 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
200
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Output Current (A)
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Output Current (A)
3
3.5
4
4.5
5
5.5 6
VOUT = 2.5 V
L = 0.47µH
MODE = FCCM
VOUT = 1.2 V
L = 1µH
MODE = DCM
图6-17. 2200kHz 开关频率与负载电流间的关系
图6-18. 1100kHz 开关频率与负载电流间的关系–
DCM
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7 详细说明
7.1 概述
TPS54J060 器件是一款高效的单通道小型同步降压转换器。该器件适用于服务器、存储和类似计算应用中输出电
流高达 6A 的低输出电压负载点应用。TPS54J060 具有专有的 D-CAP3™ 控制模式和自适应导通时间架构。这种
组合以理想的方式构建具有低占空比和超快速负载阶跃响应的现代直流/直流转换器。输出电压范围为 0.9V 至
5.5V。转换输入电压范围为 2.7V 至 16V，且 VCC 输入电压范围为 3V 至 3.6V。D-CAP3 控制模式使用模拟电流
信息来控制调制。该控制方案的一个优势是其不需要外部的相位补偿网络，这使得该器件易于使用，并且所需的
外部组件数量较少。该控制方案的另一个优势是其支持采用所有陶瓷输出电容器实现稳定运行。自适应导通时间
控制功能可在宽输入和输出电压范围内跟踪预设开关频率，同时可在负载阶跃瞬态期间根据需要增大开关频率。
7.2 功能方框图
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7.3 特性说明
7.3.1 使能和内部LDO
TPS54J060 具有内部 3V LDO 特性，并使用 VIN 输入和 VCC 输出。当 VIN 电压上升至高于 VINUVLO 上升阈值
（通常为 2.4V）且 EN 电压上升至高于使能阈值（通常为 1.22V）时，内部 LDO 将启用并向 VCC 引脚输出电
压。VCC 电压为内部模拟电路提供偏置电压。VCC 电压还为栅极驱动器提供电源电压。
当 EN 引脚电压上升至高于使能阈值电压且 VCC 上升至高于 VCCUVLO 上升阈值（通常为 2.85V）时，该器件进
入其启动序列。然后，该器件使用前400μs 来校准连接到MODE 引脚的MODE 设置电阻，并在内部设置开关频
率。在此期间，MODE 引脚电阻也决定了运行模式。当 EN 引脚因标称值为 6.5MΩ 的内部下拉电阻而悬空时，
该器件保持禁用状态。
内部有一个2µs 滤波器可滤除 EN 引脚上的噪声。如果该引脚保持低电平的时间比滤波器长，则相应IC 将关断。
如果EN 引脚在关断后再次变为高电平，则相应序列将再次开始，就像EN 首次变为高电平一样。
7.3.2 双电源和外部LDO
TPS54J060 还可以使用外部提供的 VCC 运行。在应用至少一个 VIN 或 EN 信号之前，必须施加外部 VCC 电压
(3.3V ±5%) 并准备就绪，这一点很重要。这样可以避免从内部 LDO 灌入电流的可能性，从而确保了平滑的上电
序列。
一种良好的上电序列是 VINUVLO 上升阈值或 EN 上升阈值的至少其中之一晚于 VCCUVLO 上升阈值得到满足。一
个实际示例是：首先施加VIN，然后施加外部辅助电源，然后EN 信号变为高电平。当EN 引脚电压上升至高于使
能阈值电压时，该器件将进入上述启动序列。良好的断电序列相反，VINUVLO 下降阈值或 EN 下降阈值早于
VCCUVLO 下降阈值得到满足。
7.3.3 输出电压设置
输出电压由分压器电阻 RFB_HS 和 RFB_LS 进行编程（如方程式 1 所示）。在 FB 引脚和负载的正节点之间连接
RFB_HS，并在FB 引脚和AGND 之间连接RFB_LS。TI 建议RFB_LS 的值介于1kΩ到20kΩ之间。在确定RFB_HS
的值时应使用方程式1。
VO - V
INTREF
RFB _HS
=
ìRFB _LS
V
INTREF
(1)
RFB_HS 和RFB_LS 应尽可能靠近器件。
7.3.4 软启动和输出电压跟踪
TPS54J060 实现了一个支持内部固定软启动和外部可调软启动的电路。内部软启动时间通常为 1.5ms，最小值为
1ms。可通过在 SS/REFIN 和 AGND 之间添加 SS 电容器来增加内部软启动时间。SS 电容器的容值可通过方程
式2 确定。请注意，任何使用软启动时间小于 1.5ms 的CSS 计算都会被内部软启动时间电路忽略。因此，选择一
个小于或等于15nF 的电容器将产生内部默认的1.5ms 软启动时间（请参阅节8.2.2.7）。
ISS ì tSS
CSS
=
V
INTREF
(2)
SS/REFIN 引脚也可用作模拟输入以接受外部基准。当一个外部电压信号施加到 SS/REFIN 引脚时将用作基准电
压，因此 FB 电压会跟随这个外部电压信号。应在软启动之前将外部基准应用到 SS/REFIN 引脚。为确保软启动
期间的电源正常阈值正确无误，外部基准电压必须等于或高于内部基准电平。在应用外部基准的情况下，内部固
定软启动功能可控制启动期间的输出电压斜坡。
软启动后，外部基准电压信号的范围可在0.5V 至1.2V 之间。
使用外部电阻分压器驱动 SS/REFIN 引脚时，电阻应足够低，以便外部电压源可以过驱内部电流源。请注意，内
部电流源会保持有效状态。
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启用TPS54J060 后，一个内部放电电阻会接通以便对 SS/REFIN 引脚上的外部电容进行放电，并确保从0V 开始
软启动。在启用器件时，如果 VIN 和 EN 都高于其上升阈值，从 SS/REFIN 引脚到接地端之间会连接一个 100Ω
电阻。在器件检测到 VCC 引脚处于稳压状态后，放电电阻会增加到 300Ω。300Ω 放电电阻连接至 SS/REFIN，
直到MODE 检测时间结束。MODE 检测时间结束后，TPS54J060 会检测是否连接了外部基准。
7.3.5 频率和工作模式选择
TPS54J060 可提供强制 CCM 工作模式以支持窄输出纹波应用，并提供自动跳跃 Eco-Mode 以提高轻负载效率。
该器件允许用户使用 MODE 引脚选择开关频率和工作模式。表 7-1 列出了用于选择开关频率和工作模式的电阻
值。TI 建议使用容差为1% 且典型温度系数为±100ppm/°C 的电阻。
在MODE 引脚校准时间内会设置和锁存MODE 状态。在校准时间过后更改 MODE 引脚电阻不会改变该器件的状
态。
为了确保内部电路正确检测到所需的设置，请勿在MODE 引脚上放置任何电容器。
表7-1. MODE 引脚选择
开关频率
(fSW) (kHz)
MODE 引脚连接
轻负载条件下的工作模式
1100
短接至VCC
跳跃模式
跳跃模式
跳跃模式
强制CCM
强制CCM
强制CCM
2200
600
243kΩ± 10% 至AGND
121kΩ± 10% 至AGND
60.4kΩ± 10% 至AGND
30.1kΩ± 10% 至AGND
短接至AGND
600
2200
1100
7.3.6 D-CAP3™ 控制
TPS54J060 使用D-CAP3 控制来实现快速负载瞬态，同时保持易用性。D-CAP3 控制架构包括一个内部纹波生成
网络，支持使用 ESR 非常低的输出电容器，例如多层陶瓷电容器(MLCC)。使用D-CAP3 控制架构时无需外部电
流检测网络或电压补偿器。内部纹波生成网络的作用是模拟电感器电流信息的纹波分量，然后将其与电压反馈信
号相结合以调节环路。斜坡的幅度由内部电路的 R-C 时间常数决定。在不同的开关频率 (fSW) 下，R-C 时间常数
会发生变化，以便保持内部产生的纹波幅度相对恒定。此外，该器件使用内部电路来消除由注入的斜坡引起的直
流偏移，从而显著降低由输出纹波电压引起的直流偏移。
对于任何不支持外部补偿设计的控制拓扑，输出滤波器的最小值范围或最大值范围（或两者）适用。与
TPS54J060 搭配使用的输出滤波器是一个低通L-C 电路。此L-C 滤波器具有方程式3 中所示的双极点。
1
f
=
P
2´ p´ L
´ C
OUT
OUT
(3)
在低频率下，整体环路增益是由输出设定点电阻分压器网络和 TPS54J060 的内部增益设定的。低频 L-C 双极点
具有 180 度同相压降。在输出滤波器频率下，增益以每十倍频程 –40dB 的速率滚降，且相位快速下降。内部纹
波生成网络引入了高频零点，可将增益滚降从每十倍频 –40dB 降低到 –20dB，并在零点频率以上每十倍频程将
相位增加90 度。
为输出滤波器选择的电感器和电容器必须确保方程式 3 的双极点位于内部零点以下，以便由内部零点提供的相位
提升可提供足够的相位裕度来满足环路稳定性要求。
表7-2. 内部零点频率
开关频率
零点(fZ) 频率(kHz)
(fSW) (kHz)
600
10
20
1100
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表7-2. 内部零点频率(continued)
开关频率
零点(fZ) 频率(kHz)
(fSW) (kHz)
2200
50
确定应用要求后，在设计中采用的输出电感值应使电感器峰峰值纹波电流大约介于最大输出电流的 20% 与 40%
之间。在表 7-2 中可以根据所选开关频率找到内部零点频率。通常，在需要合理（或更小）输出电容的情况下，
可以将L-C 双极点频率设置为低于内部零点频率来确定稳定运行所需的输出电容。
如果使用 MLCC 输出电容器，则必须考虑降额特性来确定设计的最终输出电容。例如，当使用规格为 10µF、
X5R 和 6.3V 的 MLCC 时，直流偏置和交流偏置的降额分别为 80% 和 50%。有效降额是这两个系数（在本例中
为40% 和4µF）的乘积。如需了解所用电容器的具体特性，请咨询电容器制造商。
对于 2V 或以上的更高输出电压，鉴于在基于固定导通时间拓扑的运行中由更高输出电压（导通时间 (tON) 长）设
置产生的相位延迟/损耗，可能需要进一步提升相位来确保足够的相位裕度。
与RFB_HS 并联的前馈电容器对于提升环路交叉频率下的相位裕度非常有效。请参阅采用前馈电容器优化内部补偿
直流/直流转换器的瞬态响应应用报告以了解详细信息。
7.3.7 电流检测和正过流保护
对于降压转换器，在高侧 FET 的导通阶段，开关电流以线性速率增加，速率由输入电压、输出电压和输出电感值
决定。在低侧 FET 的导通阶段，此电流以线性速度降低，速度由输出电压和输出电感值决定。电感器电流的平均
值等于负载电流IOUT。
TPS54J060 中的输出过流限制(OCL) 由逐周期谷值检测控制电路实施。在关断状态期间会监测电感器电流，方法
是测量低侧 FET 漏源电流。如果测得的低侧 FET 漏源电流高于电流限制，则低侧 FET 将保持导通状态，直到电
流电平低于 OCL 电平。这种类型的行为会降低该器件提供的平均输出电流。在过流情况下，流向负载的电流超过
流向输出电容器的电流，且输出电压趋于下降。最终，当输出电压降至低于欠压保护阈值(80%) 时，UVP 比较器
会在 64µs 的等待时间后关断该器件。在 VCC 复位或 EN 引脚上重新切换之前，这些器件保持锁闭状态（高侧和
低侧FET 均会锁闭)。
如果在启动期间发生OCL 情况，则器件会完成软启动电容器的充电，然后在软启动完成时进行UV 跳闸。随后发
生如上所述的锁闭。
从 TRIP 引脚连接到 AGND 的电阻 RTRIP 可设置谷值电流限制阈值。方程式 4 根据给定的过流限制阈值计算
RTRIP。
30000
RTRIP
=
ILIM_ VALLEY
(4)
其中
• ILIM_VALLEY 是谷值电流限制阈值（单位为A）
• RTRIP 是TRIP 电阻值（单位为Ω）
如果使用小于3.74kΩ的RTRIP 值，TPS54J060 将默认使用内部确定的电流限制钳位值。
7.3.8 低侧FET 负电流限制
该器件具有固定的逐周期负电流限制。与正过流限制类似，在关断状态期间会监测电感器电流。为了防止过大的
负电流流经低侧 FET，当低侧 FET 检测到 –3.5A 电流（典型阈值）时，该器件会关断低侧 FET，然后导通高侧
FET 并保持适当的导通时间（此时间由 VIN、VOUT 和 fSW 确定）。高侧 FET 导通时间结束后，低侧 FET 再次导
通。
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7.3.9 电源正常
该器件具有电源正常信号输出，可在转换器输出处于目标范围内时指示为高电平。电源正常信号输出是一个开漏
输出，必须通过上拉电阻（通常为 10kΩ）从外部上拉。建议的电源正常信号上拉电阻值为 1kΩ 至 100kΩ。软
启动操作完成后，电源正常功能将激活。
在启动期间，PGOOD 在软启动完成后转换为高电平，并且输出介于 UV 和 OV 阈值之间。如果 FB 电压降至
V
INTREF 电压的 80% 或超过 VINTREF 电压的 116%，则电源正常信号会在 5µs 的内部延迟后锁存到低电平。当使
用外部基准时，电源正常阈值基于外部基准电压。仅当重新切换 EN 或VCC 复位后，电源正常信号才会再次拉至
高电平。
如果输入电源无法为器件供电，则在通过外部电阻上拉PGOOD 时，电源正常信号会自行钳位到低电平。
7.3.10 过压和欠压保护
TPS54J060 会监测 FB 电压以检测过压和欠压。当 FB 电压低于 VINTREF 电压的 80% 时，UVP 比较器会检测到
这种欠压情况，内部 UVP 延迟计数器开始计数。在 64µs UVP 延迟时间后，该器件会锁闭高侧和低侧 FET 驱动
器。UVP 功能在软启动周期完成后启用。
当FB 电压高于 VINTREF 电压的116% 时，OVP 比较器会检测到这种过压情况，而相应电路会锁闭高侧MOSFET
驱动器，并导通低侧 MOSFET，直至达到负电流限值 INOCL。在达到负电流限值时，低侧FET 将关断，高侧FET
将再次导通，持续的导通时间由 VIN、VOUT 和 fSW 确定。该器件在此周期内运行，直至输出电压拉至低于 UVP
阈值电压的时间达到 64µs。在 64µs UVP 延迟时间后，高侧和低侧 FET 都会锁闭。清除故障的方法是复位输入
电压或重新切换EN 引脚。
在UVP 延迟时间内，如果输出电压变为高于UV 阈值（因此不再符合 UV 事件的要求），计时器将复位为零。当
输出电压再次触发UV 阈值时，UVP 延迟计时器会重新启动。
7.3.11 越界(OOB) 运行
TPS54J060 有一个越界 (OOB) 过压保护电路，可在比 VINTREF 电压高 5% 的过压阈值下保护输出负载。OOB 保
护功能不会触发过压故障，因此该器件在 OOB 事件后处于非锁存模式。OOB 保护功能用作一种早期无故障过压
保护机制。在 OOB 运行期间，控制器以强制 CCM 模式运行。低侧 FET 导通，使电感器电流放电至零电流阈值
以下，使输出电容器放电，并将输出电压拉至设定点。在运行期间，还会激活逐周期负电流限制，从而确保内部
FET 的安全运行。
7.3.12 输出电压放电
当通过 EN 禁用该器件时，它将启用输出电压放电模式。该模式强制高侧和低侧 FET 锁闭，并会导通从 SW 到
PGND 之间连接的大约 80Ω 的放电 FET 以使输出电压放电。一旦 FB 电压降至 100mV 以下，便会将内部 LDO
和放电FET 均关断。
输出电压放电模式由以下任一故障事件激活：
1. EN 引脚变为低电平以禁用转换器。
2. 触发热关断(OTP)。
3. 触发VCC UVLO（下降）。
4. 触发VIN UVLO（下降）。
在离开上述任何状态后，放电FET 将保持导通状态128μs。
7.3.13 UVLO 保护
该器件监测 VIN 和 VCC 引脚上的电压。如果 VCC 引脚电压低于 VCCUVLO 关断阈值电压，该器件将关闭。如果
VCC 电压增加到超过VCCUVLO 导通阈值电压，该器件将重新开启。VCC UVLO 是一种非锁存保护机制。
如果 VIN 引脚电压低于 VINUVLO 下降阈值电压但 VCC 引脚电压仍高于 VCCUVLO 导通阈值电压，该器件将停止
开关并使 SS 放电。如果 VIN 电压增加到超过 VINUVLO 上升阈值电压，该器件将执行软启动并再次进行开关。
VIN UVLO 是一种非锁存保护机制。
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7.3.14 热关断保护
该器件可监测内部结温。如果温度超过阈值（通常为 170°C)，该器件将停止开关并使 SS 放电。当温度降至阈值
以下约38°C 时，该器件会发起软启动以重新开启。热关断是一种非锁存保护机制。
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7.4 器件功能模式
7.4.1 自动跳跃Eco-Mode 轻负载运行模式
当 MODE 引脚直接拉至 VCC 或通过大于 121kΩ 的电阻连接至 AGND 引脚时，该器件会在轻负载条件下自动降
低开关频率以保持高效率。本节详细介绍该运行模式。
随着输出电流从重负载条件下减小，电感器电流也会减小，直到电感器电流的纹波谷值达到过零检测电流阈值
IZC。IZC 是连续导通模式和不连续导通模式之间的边界。当检测到该电感器电流为零时，同步 MOSFET 会关断。
随着负载电流进一步降低，转换器会进入不连续导通模式 (DCM)。连续 16 次检测到过零后，TPS54J060 进入
Eco-Mode，并且开关频率开始降低。导通时间保持在与连续导通模式运行期间大致相同的水平，因此以较小的负
载电流将输出电容器放电至基准电压电平需要更多的时间。轻负载运行条件下的 IOUT(LL) 的转换点（例如，连续导
通模式和不连续导通模式之间的阈值）的计算方法如方程式5 所示。
V
- V
´ V
(
)
OUT OUT
V
IN
1
IN
I
=
´
OUT LL
( )
2´L ´ f
SW
(5)
其中
• fSW 是PWM 开关频率
建议在自动跳跃模式下仅使用陶瓷电容器。
7.4.2 强制连续导通模式
当 MODE 引脚通过小于 60.4kΩ 的电阻连接到 AGND 引脚时，控制器会在轻负载条件下以连续导通模式 (CCM)
运行。在CCM 期间，开关频率在整个负载范围内维持在一个几乎恒定的水平，因此适用于需要严格控制开关频率
的应用，但其代价是效率较低。
7.4.3 预偏置启动
当TPS54J060 开始软启动时，内部电路会检测输出端是否已存在电压。出现这种情况的原因可能是为输出电容器
充电的多轨系统中存在漏电流路径。如果预偏置电压大于软启动电压确定的输出电压，则TPS54J060 会在软启动
上升期间以脉冲跳跃模式运行。当软启动电压确定的输出电压大于预偏置电压时，会发生正常开关。
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8 应用和实施
备注
以下应用部分中的信息不属于TI 器件规格的范围，TI 不担保其准确性和完整性。TI 的客 户应负责确定
器件是否适用于其应用。客户应验证并测试其设计，以确保系统功能。
8.1 应用信息
TPS54J060 是一款高效的单通道小型同步降压转换器。该器件适用于服务器、存储和类似计算应用中输出电流为
6A 或更低的低输出电压负载点应用。该器件具有专有的 D-CAP3 控制模式和自适应导通时间架构。这种组合以理
想的方式构建具有低占空比和超快速负载阶跃响应的现代直流/直流转换器。输出电压范围为 0.9V 至 5.5V。转换
输入电压范围为 2.7V 至 16V，且 VCC 输入电压范围为 3.0V 至 3.6V。D-CAP3 控制模式使用模拟电流信息来控
制调制。该控制方案的一个优势是其不需要外部的相位补偿网络，这使得该器件易于使用，并且所需的外部组件
数量较少。该控制方案的另一个优势是其支持采用所有陶瓷输出电容器实现稳定运行。自适应导通时间控制功能
可在宽输入和输出电压范围内跟踪预设开关频率，同时可在负载阶跃瞬态期间根据需要增大开关频率。
8.2 典型应用
此设计示例介绍了具有集成MOSFET 的D-CAP3 型6A 同步降压转换器。此器件通过12V 输入总线在高达6A 的
电流下提供固定1.8V 输出。
Input Voltage: 12 V Nominal
J1
2
1
VIN
CBULK
100uF
Output Voltage: 1.8 V at 6 A
OUTPUT
CI1
CI2
CI3
CI4
CI5
INPUT
U1
LO
1206
25V
10uF
1206
25V
10uF
0603
25V
4.7uF
0603
25V
4.7uF
0.1uF
0402
25V
CBOOT
220nF
RBOOT
0
1
3
5
10
VOUT
VIN
BOOT
2
1uH
CO1
0402
6.3V
0.1uF
CO2
0805
6.3V
47uF
CO3
0805
6.3V
47uF
CO4
0805
6.3V
47uF
CO5
0805
6.3V
47uF
CO6
0805
6.3V
47uF
CO7
0805
6.3V
47uF
11
2
J2
EN
SW
SW
SW
REN_T
499k
PGND
VCC
VCC
TP1
PGND
RPG
3.3k
9
PGOOD
RVCC
0
J3
6
FB
TP2
EN
PGOOD
FB
2
1
13
VCC
VCC
PGND
MODE 12
MODE
TRIP
EN_OFF
RFB_T
10.0k
RBODE
10.0
ILIM
4
8
1
PGND
PGND
CVCC
4.7µF
14
SS/REFIN
TP3
BODE-
TP4
BODE+
REN_B
100k
7
CFF
AGND
NT1
Net-Tie
RMODE RTRIP
DNP
0
4.99k
CSS
22nF
RFB_B
10.0k
RBODE for testing purposes only
470pF
TPS54J060RPGR
AGND
AGND
PGND
AGND
图8-1. 应用电路图
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8.2.1 设计要求
此设计使用表8-1 中列出的参数。
表8-1. 设计示例规格
条件
设计参数
最小值
典型值
12
最大值
单位
V
VIN
8
16
电压范围
VOUT
1.8
V
输出电压
ILOAD
VRIPPLE
VTRANS
6
A
输出负载电流
输出电压直流纹波
VIN = 12V，IOUT = 6A (CCM)
10
18
mVPP
负载阶跃后的输出电压下冲和 IOUT = 25% 至75% 阶跃，1A/µs 压摆率
过冲
mV
IOUT_LIM
tSS
VIN = 8V
6.6
2
A
输出过流限制
软启动时间
开关频率
ms
kHz
fSW
1100
8.2.2 详细设计过程
外部元件的选择是一个使用D-CAP3 控制模式的简单过程。请按照以下步骤选择外部元件。
8.2.2.1 选择开关频率和工作模式（MODE 引脚）
开关频率和轻负载工作模式由 MODE 引脚上的电阻进行配置。根据表 7-1，MODE 引脚连接到 VCC 以设置
1100kHz 的开关频率，在轻负载时启用不连续导通模式和跳跃模式。
选择降压转换器的开关频率时，必须考虑最短导通时间和最短关断时间。方程式 6 可计算受最短导通时间限制前
的最大 fSW。当达到具有 D-CAP3 控制功能的转换器的最短导通时间限制时，有效开关频率将改变以保持输出电
压稳定。此计算忽略转换器中的电阻压降以提供最坏情况下的估算值。
VOUT
max tON_MIN max
1
1.8 V
1
fSW max =
ì
=
ì
= 1180 kHz
(
)
V
16 V 95 ns
IN
(6)
方程式 7 可计算受最短关断时间限制前的最大 fSW。当达到具有 D-CAP3 控制功能的转换器的最短关断时间限制
时，工作占空比将达到最大值，而输出电压将开始随输入电压下降。该公式需要用到电感器的直流电阻RDCR（在
以下步骤中选择），在该初步计算中假定电阻为 10mΩ。如果在受最短关断时间限制的最大 fSW 附近工作，则在
使用方程式7 时必须考虑电阻随温度的变化。所选的1100 kHz fSW 低于两个计算得出的最大值。
V
min - V
-IOUT max ì R
+ R
DCR
DS ON _HS
(
)
(
)
(
)
(
IN
OUT
(
)
fSW max =
(
)
tOFF_MIN max ì V min -I
max ì R
-RDS ON _LS
(
)
(
)
(
)
(
)
IN
OUT
)
(
DS ON _HS
(
)
)
8 V -1.8 V - 6 A ì 10 mW + 25 mW
(
)
fSW max =
= 3360 kHz
(
)
220 nsì 8 V - 6 A ì 25 mW - 9.2 mW
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8.2.2.2 选择输出电感器(L)
使用方程式 8 计算电感值，将纹波电流设置为输出电流的大约 0.3 倍。较大的纹波电流将改善瞬态响应并提高信
噪比，但代价是导致稳态输出电压纹波增大。较小的纹波电流将减小稳态输出电压纹波，但代价是会降低瞬态响
应速度并可能增加抖动。目标纹波电流必须介于 0.6A 和 3A 之间。根据方程式 8 的计算结果，选择的是 1μH 标
准电感值。
V
max - V
ì V
(
)
16 V -1.8 V ì1.8 V
(
)
(
)
IN
OUT
OUT
L =
=
= 0.81ꢀH
IRIPPLE ì V max ì f
0.3ì6 A ì16 V ì1100 kHz
IN
SW
(8)
方程式9 以所选的电感计算纹波电流。方程式10 可计算电感器中的峰值电流值，电感器的饱和电流额定值应大于
此值。在选择电感器时，还必须考虑电感器在电流限制条件下峰值电流处的饱和行为。方程式 11 可计算电感器中
的RMS 电流值，电感器的热电流额定值应大于此值。
V
max - V
ì V
(
)
16 V -1.8 V ì1.8 V
(
)
(
)
IN
OUT
OUT
IRIPPLE
=
=
= 1.45 A
Lì V max ì f
1 ꢀHì16 Vì1100 kHz
IN
SW
(9)
IRIPPLE
1.45 A
2
IL PEAK = IOUT
+
= 6 A +
= 6.73 A
(
)
2
(10)
(11)
2
2
IL RMS = IOUT +IRIPPLE = 6 A2 +1.45 A2 = 6.17 A
选择的电感为 CMLE063T-1R0。该电感器的饱和电流额定值为 14A，RMS 电流额定值为 16A，DCR 最大值为
6.5mΩ。选择该电感器的原因是它具有低DCR，可以获得高效率。
8.2.2.3 设置电流限制(TRIP)
RTRIP 电阻可设置谷值电流限制。方程式 12 用于计算建议的电流限制目标。这包括电感器的容差以及电流限制阈
值容差的系数 0.85。方程式 13 可计算用于设置电流限制的 RTRIP 电阻。典型的谷值电流限制目标为 6A，RTRIP
最接近的标准值为4.99kΩ。
≈
’
V
min - V
ì V
(
)
TOL
(
)
OUT OUT
1
2
1
IN
∆
÷
÷
◊
ILIM_ VALLEY = IOUT
-
ì
ì
’
∆
Lì 1+ L
ì V min ì f
SW
0.85
(
)
(
)
IN
«
≈
8 V -1.8 V ì1.8 V
(
)
1
1
ILIM_ VALLEY = 6 A -
ì
ì
= 6.44 A
∆
÷
÷
∆
«
2 1 µHì 1+ 0.2 ì8 V ì1100 kHz
0.85
◊
(12)
(13)
30000
30000
6 A
RTRIP
=
=
= 5.0 kW
ILIM_ VALLEY
设置电流限制后，方程式 14 可计算电流限制下的典型最大输出电流。方程式 15 可计算电流限制下的典型峰值电
流。如节8.2.2.2 所述，必须考虑电流限制期间峰值电流下的电感器饱和行为。对于最坏情况的计算，必须考虑电
感和电流限制的容差。
V
min - V
ì V
(
)
8 V -1.8 V ì1.8 V
(
)
OUT OUT
(
)
1
2
1
IN
IOUT _LIM min = I
+
ì
= 6 A +
ì
= 6.6 A
(
)
LIM_ VALLEY
Lì V min ì f
2 1µHì8 V ì1100 kHz
IN
SW
(14)
V
(
max - V
ì V
(
)
16 V -1.8 V ì1.8 V
)
OUT OUT
(
)
IN
IL PEAK = ILIM_ VALLEY
+
= 6 A +
= 7.45 A
(
)
Lì V max ì f
1µHì16 V ì1100 kHz
IN
SW
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8.2.2.4 选择输出电容器(COUT
)
选择输出电容值时，需要考虑三点：
1. 稳定性
2. 稳态输出电压纹波
3. 稳压器对负载电流变化的瞬态响应
首先，应根据这三个要求计算最小输出电容。方程式 16 可计算使 LC 双极点低于 fSW 的 1/30 的最小电容，从而
满足稳定性要求。满足该要求有助于使LC 双极点保持在接近内部零点的位置。请参阅表7-2，了解内部零点的位
置。方程式17 可计算满足 10mV 稳态输出电压纹波要求的最小电容。此计算适用于 CCM 工作模式，不包括由输
出电容器的ESR 或ESL 引起的输出电压纹波部分。
2
2
≈
∆
«
’
÷
15
1
L
15
1
≈
’
COUT _STABILITY
>
ì
=
ì
= 19 µF
∆
«
÷
◊
pì fSW ◊
pì1100 kHz
1 µH
(16)
(17)
IRIPPLE
1.45 A
COUT _RIPPLE
>
=
= 16.5 µF
8ì VRIPPLE ì fSW 8ì10 mV ì1100 kHz
方程式 18 和方程式 19 可计算满足 18mV 瞬态响应要求（阶跃为 3A）的最小电容。这些公式计算当电感器电流
在负载阶跃后斜升或斜降时保持输出电压稳定所需的输出电容。
≈
’
VOUT
LìISTEP2 ì
+ tOFF_MIN max
(
)
∆
∆
÷
÷
V
min ì f
(
)
IN
SW
«
◊
COUT _UNDERSHOOT
>
>
≈
’
V
min - V
(
IN
)
IN
OUT
2ì VTRANS ì VOUT
ì
- tOFF_MIN max
(
)
∆
∆
÷
÷
V
min ì f
(
1.8 V
)
SW
«
◊
≈
’
◊
1 µHì3 A2 ì
+ 220 ns
∆
÷
8 V ì1100 kHz
«
COUT _UNDERSHOOT
= 122 µF
8 V -1.8 V
8 V ì1100 kHz
≈
’
2ì18 mV ì1.8 V ì
- 220 ns
∆
«
÷
◊
(18)
(19)
2
1µHì3 A2
LìISTEP
COUT _OVERSHOOT
>
=
= 139 µF
2ì VTRANS ì VOUT 2ì18 mV ì1.8 V
满足过冲要求所需的输出电容是最高值，因此这将设置本例所需的最小输出电容。稳定性要求还可以限制最大输
出电容，方程式 20 可计算建议的最大输出电容。此计算使 LC 双极点保持在 fSW 的1/100 以上。可以使用更大的
输出电容，但必须通过波特图或瞬态响应测量来检查稳定性。选择的输出电容为 6 x 47µF 0805 6.3V 陶瓷电容
器。使用陶瓷电容器时，由于直流和交流偏置效应，电容必须降额。选择的电容器降额至其标称值的 60%，即有
效总电容为169µF。该有效电容满足最小值和最大值要求。
2
2
≈
∆
«
’
÷
50
1
L
50
1
≈
’
COUT _STABILITY
<
ì
=
ì
= 209 µF
∆
«
÷
◊
pì fSW ◊
pì1100 kHz
1 µH
(20)
该应用全部使用陶瓷电容器，因此忽略了 ESR 对纹波和瞬态的影响。如果使用非陶瓷电容器，则 ESR 一开始应
低于方程式 21 中计算的值以满足纹波要求，并低于方程式 22 中计算的值以满足瞬态要求。为了进行更准确的计
算或如果使用的是混合的输出电容器，应使用输出电容器的阻抗来确定是否可以满足纹波和瞬态要求。
VRIPPLE
10 mV
1.45 A
RESR _RIPPLE
<
=
= 6.9 mW
IRIPPLE
(21)
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VTRANS
18 mV
3 A
RESR_TRANS
<
=
= 6.0 mW
ISTEP
(22)
8.2.2.5 选择输入电容器(CIN)
TPS54J060 要求在 VIN 和 PGND 引脚之间使用输入旁路电容器来旁路掉功率级。在布局允许的情况下，旁路电
容器必须尽可能靠近 IC 的引脚放置。至少需要 10µF 的陶瓷电容和 0.01µF 至 0.1µF 的高频陶瓷旁路电容器。高
频旁路电容器可更大限度减小功率级上的高频电压过冲。陶瓷电容器必须采用 X5R 或 X7R 的高质量电介质来实
现高电容体积比并在工作温度范围内保持稳定特性。除此之外，根据应用的不同，输入端可能需要更大的大容量
电容，以便尽可能减小瞬态条件下输入电压的变化。
达到特定输入纹波目标所需的输入电容可通过方程式 23 计算得出。建议的目标输入电压纹波为最小输入电压的
5%，在本例中为 400mV。计算得出的输入电容为 2.4µF，最小输入电容 10µF 超过了此值。本例采用两个
4.7μF 0603 25V 陶瓷电容器和两个10µF 1206 25V 陶瓷电容器，满足这两个要求。
≈
’
VOUT
min
1.8 V
8 V
≈
«
’
◊
VOUT ìIOUT ì 1-
∆
÷
÷
1.8 V ì 6 A ì 1-
∆
∆
÷
V
(
)
IN
«
◊
CIN
>
=
= 2.4 ꢀF
fSW ì V min ì V
1100 kHzì8 V ì 400 mV
IN
IN_RIPPLE
(23)
此外，电容器的 RMS 电流额定值还必须大于应用中的最大输入 RMS 电流。输入电容器必须支持的输入 RMS 电
流根据方程式24 进行计算，在本例中的计算结果为2.5A。陶瓷输入电容器的额定电流远大于此值。
V
min - V
(
)
min
8 V -1.8 V
(
)
= 6 Aì
VOUT
min
(
)
= 2.5 A
1.8 V
8 V
IN
OUT
ICIN RMS = IOUT
ì
ì
ì
(
)
V
V
8 V
IN
IN
(24)
对于需要大容量输入电容的应用，例如具有低输入电压和大电流的应用，建议使用此文章中介绍的选择过程。
8.2.2.6 反馈网络（FB 引脚）
输出电压由分压电阻 RFB_T 和RFB_B 进行编程（如方程式25 所示）。在FB 引脚和输出端之间连接RFB_T，并在
FB 引脚和AGND 之间连接RFB_B。建议的RFB_B 值为499Ω至20kΩ。RFB_T 的计算公式为方程式25。
≈
∆
«
’
VOUT
VREF
1.8 V
0.9 V
≈
’
RFB _ T = RFB _B
ì
-1 = 10 kWì
-1 = 10 kW
÷
∆
«
÷
◊
◊
(25)
在大多数应用中，建议将前馈电容器 (CFF) 与 RFB_T 并联。CFF 可以改善瞬态响应并增加相位裕度。如果输出电
压大于 1.8V 或 LC 双极点频率低于 fSW / 60，则可能需要 CFF 才能获得足够的相位裕度。此应用的 LC 双极点的
频率根据方程式26 计算得出为12.1kHz。此值小于fSW / 60，因此使用CFF。
1
1
fLC
=
=
= 12.2 kHz
2pì LìCOUT 2pì 1 µHì169 µF
(26)
CFF 的建议值可通过方程式 27 计算得出。该公式选择 CFF 将零点置于 fLC × 3 位置。在本例中计算得出的值为
434pF，因此使用标准值 470pF。对于更高的输出电压，CFF 的零点应该更靠近 LC 双极点。例如，对于 5V 应
用，CFF 的零点应置于LC 双极点或甚至低于LC 双极点。
1
1
CFF
=
=
= 434 pF
2pìRFB_T ì3ì fLC 2pì10 kWì3ì12.2 kHz
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8.2.2.7 软启动电容器（SS/REFIN 引脚）
放置在 SS/REFIN 引脚上的电容器可用于延长软启动时间，使其超过内部 1.5ms 软启动时间。本例使用 2ms 软
启动时间，所需的外部电容可通过方程式28 计算得出。本例使用一个22nF 的电容器。
ISS ì tSS
VREF
9 µA ì 2 ms
0.9 V
CSS
=
=
= 20 nF
(28)
备注
为帮助旁路掉噪声，SS/REFIN 引脚上需要 1nF 的最小电容值。此外，SS/REFIN 电容器必须使用
AGND 引脚实现接地。请注意，任何使用软启动时间小于 1.5ms 的 CSS 计算都会被内部软启动时间电
路忽略。因此，选择一个小于或等于15nF 的电容器将产生内部默认的1.5ms 软启动时间。
8.2.2.8 EN 引脚电阻分压器
EN 引脚上的电阻分压器可用于增加转换器开始其启动序列所需的输入电压。增加转换器启动时的输入电压在高输
出电压应用中很有用。可以选择电阻分压器，以便转换器在输入电压大于输出电压后开始开关。如果输出电压在
输入电压足够高之前上升，则UVP 可能会跳闸并导致转换器锁闭。
要设置启动电压，首先选择底部电阻 (REN_B)。建议的值介于 1kΩ 和 100kΩ 之间。有一个标称值为 6MΩ 的内
部下拉电阻，为了获得准确的计算结果，必须包含该电阻值。当底部电阻值较高（接近 100kΩ）时，这一点尤为
重要。本例使用一个与内部电阻并联的 100kΩ 电阻，可得出等效底部电阻为 98.4kΩ。目标启动电压的顶部电阻
值通过方程式29 计算得出。本例为REN_T 选择最接近的标准值499kΩ。
REN_B ì VSTART
98.4 kWì7.4 V
1.22 V
REN_ T
=
-REN_B
=
- 98.4 kW = 498 kW
VENH
(29)
对于选择的EN 电阻分压器，启动电压和停止电压可通过方程式28 和方程式31 计算得出。
REN_B + REN_T
98.4 kW + 499 kW
98.4 kW
VSTART = VENH
ì
= 1.22 V ì
= 7.41 V
REN_B
(30)
(31)
REN_B +REN_T
98.4 kW + 499 kW
98.4 kW
VSTOP = VENL
ì
= 1.02 Vì
= 6.19 V
REN_B
8.2.2.9 VCC 旁路电容器
VCC 引脚上至少需要一个1µF 的陶瓷旁路电容器，在布局允许的情况下应尽可能靠近该引脚放置。
8.2.2.10 BOOT 电容器
BOOT 和SW 引脚之间至少需要一个0.1µF 的陶瓷旁路电容器，在布局允许的情况下应尽可能靠近引脚放置。
8.2.2.11 串联BOOT 电阻和RC 缓冲器
串联 BOOT 电阻有助于减少 SW 引脚上的过冲。建议在 12V 或更高输入应用的设计中使用一个 0Ω 串联 BOOT
电阻。如果 PCB 布局中的寄生电感导致过冲高于正常值，则可使用 BOOT 电阻将 SW 引脚上的电压过冲降低到
绝对最大额定值 范围内。随着 SW 节点过冲增加，建议在使用外部 VCC 时提供一个 0Ω BOOT 电阻。降低 SW
引脚过冲的建议BOOT 电阻值为4.7Ω。
SW 引脚上的 RC 缓冲器还有助于降低 SW 引脚上的高频电压尖峰和振铃。建议的缓冲器值为 6.8Ω 和 220pF。
这些元件的最佳值可能因布局不同而异，但这些建议值应该可以作为良好的起点。为了使 RC 缓冲器尽可能有
效，应将其放置在与IC 同一侧，尽可能靠近SW 引脚，并降低返回到PGND 引脚的阻抗。
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8.2.2.12 PGOOD 上拉电阻器
PGOOD 引脚为开漏引脚，因此在使用该引脚时需要一个上拉电阻。建议的值介于1kΩ和100kΩ之间。
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8.2.3 应用曲线
100
95
90
85
80
75
70
65
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
VIN = 5 V
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 5 V
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
60
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
Output Current (A)
4
4.5
5
5.5
6
0.001
0.010.02 0.05 0.1 0.2 0.5
Output Current (A)
1
2 3 45 7 10
VOUT = 1.8 V
VCC = 内部3.0V
fSW = 1100 kHz
MODE = FCCM
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
MODE = DCM
VCC = 内部3.0V
图8-2. 效率–1100kHz，FCCM
图8-3. 效率–1100kHz，DCM
100
100
95
90
85
80
75
70
65
60
95
90
85
80
75
70
65
60
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 3.3 V
VIN = 5 V
VIN = 8 V
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Output Current (A)
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Output Current (A)
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
VOUT = 1.8 V
VCC = 外部3.3V
fSW = 1100 kHz
MODE = FCCM
VOUT = 1.8 V
VCC = 外部3.3V
fSW = 1100 kHz
MODE = FCCM
RBOOT = 4.7Ω
RBOOT = 0Ω
图8-4. 效率–1100kHz，FCCM，外部3.3V VCC， 图8-5. 效率–1100kHz，FCCM，外部3.3V VCC，
4.7ΩRBOOT
0ΩRBOOT
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
VIN = 3.3 V
VIN = 5 V
VIN = 8 V
0.001
0.010.02 0.05 0.1 0.2 0.5
Output Current (A)
1
2 3 45 7 10
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
MODE = DCM
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
MODE = DCM
VCC = 外部3.3V
RBOOT = 4.7Ω
VCC = 外部3.3V
RBOOT = 0Ω
图8-6. 效率–1100kHz，DCM，外部3.3V VCC，
4.7ΩRBOOT
图8-7. 效率–1100kHz，DCM，外部3.3V VCC，
0ΩRBOOT
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100
95
90
85
80
75
70
65
60
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
VIN = 5 V
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 5 V
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
Output Current (A)
3.5
4
4.5
5
5.5
6
0.001
0.010.02 0.05 0.1 0.2 0.5
Output Current (A)
1
2 3 45 7 10
VOUT = 1.8 V
fSW = 600 kHz
MODE = FCCM
VOUT = 1.8 V
fSW = 600 kHz
MODE = DCM
VCC = 内部3.0V
VCC = 内部3.0V
图8-8. 效率–600kHz，FCCM
图8-9. 效率–600kHz，DCM
1.82
1.816
1.812
1.808
1.804
1.8
1.82
1.816
1.812
1.808
1.804
1.8
VIN = 8 V
VIN = 8 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 5 V
VIN = 12 V
VIN = 16 V
VIN = 5 V
1.796
1.792
1.788
1.784
1.78
1.796
1.792
1.788
1.784
1.78
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
Output Current (A)
3.5
4
4.5
5
5.5
6
0.001
0.010.02 0.05 0.1 0.2 0.5
Output Current (A)
1
2 3 45 7 10
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
MODE = FCCM
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
MODE = DCM
图8-10. 输出电压与输出电流间的关系–FCCM
图8-11. 输出电压与输出电流间的关系–DCM
1.82
IOUT = 0 A, DCM
IOUT = 0 A, FCCM
1.816
IOUT = 3 A
IOUT = 6 A
1.812
1.808
1.804
1.8
1.796
1.792
1.788
1.784
1.78
4
5
6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16 17 18
Input Voltage (V)
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
VOUT = 1.8 V
fSW = 1100 kHz
MODE = FCCM
图8-12. 输出电压与输入电压间的关系
图8-13. 开关频率与输出电流间的关系–1100kHz
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VOUT (1 V/div)
IOUT (5 A/div)
EN (2 V/div)
PGOOD (2 V/div)
VOUT = 1.8 V
fSW = 600 kHz
MODE = FCCM
Time (1 ms/div)
VIN = 12V
RLOAD = 0.3Ω
图8-14. 开关频率与输出电流间的关系–600kHz
图8-15. EN 启动
VOUT (1 V/div)
SW (5 V/div)
SSREFIN (500 mV/div)
VOUT (1 V/div)
EN (2 V/div)
EN (1 V/div)
VCC (2 V/div)
Time (1 ms/div)
Time (1 ms/div)
VIN = 12V
VIN = 12V
IOUT = 0A
MODE = DCM
RLOAD = 0.3Ω
图8-17. EN 启动–DCM
图8-16. EN 启动
VOUT (1 V/div)
VOUT (1 V/div)
VIN (10 V/div)
IOUT (5 A/div)
IOUT (6 A/div)
EN (2 V/div)
PGOOD (2 V/div)
EN (1 V/div)
Time (100 µs/div)
Time (2 ms/div)
VIN = 12V
RLOAD = 0.3Ω
RLOAD = 0.3Ω
图8-18. EN 关断
图8-19. VIN 启动
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VOUT (1 V/div)
VIN (10 V/div)
SW (5 V/div)
VOUT AC (20 mV/div)
IOUT (5 A/div)
IOUT (2 A/div)
EN (1 V/div)
Time (4 ms/div)
Time (20 µs/div)
VIN = 12V
1A/µsec
RLOAD = 0.3Ω
0.1A 至3.1A 阶跃
MODE = FCCM
图8-20. VIN 关断
图8-21. 负载瞬态–FCCM
60
40
180
120
60
20
SW (5 V/div)
0
0
VOUT AC (20 mV/div)
-20
-40
-60
-60
-120
Gain
Phase
IOUT (2 A/div)
-180
1000000
1000 2000 5000 10000
100000
Frequency (Hz)
Time (20 µs/div)
VIN = 12V
IOUT = 6A
VIN = 12V
1A/µsec
0.1A 至3.1A 阶跃
图8-23. 波特图
MODE = DCM
图8-22. 负载瞬态–DCM
SW (5 V/div)
SW (5 V/div)
VOUT AC (20 mV/div)
VOUT AC (20 mV/div)
Time (1 µs/div)
Time (4 µs/div)
VIN = 12V
ILOAD = 0.1 A
MODE = FCCM
VIN = 12V
ILOAD = 0.1 A
MODE = DCM
图8-24. 输出电压纹波
图8-25. 输出电压纹波–DCM
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SW (5 V/div)
SW (10 V/div)
VOUT (1 V/div)
EN (2 V/div)
VOUT AC (20 mV/div)
PGOOD (2 V/div)
Time (1 µs/div)
Time (1 ms/div)
VIN = 12V
ILOAD = 6 A
VIN = 12V
IOUT = 0A
预偏置= 1.0V
图8-26. 输出电压纹波
图8-27. 以预偏置进行EN 启动
SW (10 V/div)
VOUT (500 mV/div)
VOUT (1 V/div)
IOUT (5 A/div)
IL (2 A/div)
PGOOD (2 V/div)
Time (100 µs/div)
Time (100 µs/div)
VIN = 12V
VIN = 12V
IOUT = 7.5A 恒定电流
IOUT = 7.5A 恒定电流
图8-28. 过流响应
图8-29. 过流响应
SW (5 V/div)
VOUT (1 V/div)
IL (5 A/div)
Time (20 µs/div)
VIN = 12V
IOUT = 短路
图8-30. 短路响应
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9 电源相关建议
这些器件可在 2.7V 至 16V 的输入电源电压范围内工作。如果您使用的输入电压低于 4.0V，则 VCC 引脚需要外
部辅助电源。除了 PCB 布局和接地方案外，对输入电源 (VIN) 和内部 LDO (VCC) 进行正确旁路对于噪声性能也
至关重要。请参阅节10 中的建议。
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10 布局
10.1 布局指南
在开始使用该器件进行设计之前，请注意以下事项：
• 为了对高频噪声进行去耦并帮助减少开关节点振铃，应在尽可能靠近VIN 和PGND 引脚的位置放置一个0402
封装0.01µF 至0.1µF 的去耦电容器。为了进一步减小输入交流电流环路，应尽可能靠近该电容器后方的VIN
和PGND 引脚放置较大的VIN 去耦电容器。
• 将功率元件（包括输入和输出电容器、电感器和IC）放置在PCB 的焊接面。为了屏蔽小信号布线并使其与有
噪声的电源线隔离，请至少插入一个内部平面并接地。
• 所有敏感的模拟布线和元件（例如FB、PGOOD、TRIP、MODE 和SS/REFIN）必须远离高压开关节点（例
如SW 和BOOT）放置，以免发生耦合。应使用内部层作为接地平面，并屏蔽反馈布线以使其与电源布线和功
率元件隔离开。
• 将反馈电阻放置在器件附近以尽可能缩短FB 布线距离。
• 将OCP 设置电阻(RTRIP) 和模式设置电阻(RMODE) 靠近器件放置。使用公共AGND 过孔将这些电阻连接到内
部VCC PGND 平面（如果适用）。
• 将VCC 去耦电容器尽可能靠近器件放置。如果使用多个去耦电容器，请为每个去耦电容器提供PGND 过孔，
并确保返回路径尽可能短。
• 保持引脚2 和11 与电感器之间的开关节点连接尽可能短且宽。
• 使用单独的布线将SW 节点连接到自举电容器和RC 缓冲器（如使用），而不是将这些布线合并为一条连接。
为实现低电感和更佳性能，应保持BOOT 和缓冲器路径尽可能短。此外，为了尽可能减小电感，应避免在RC
缓冲器布线中使用过孔，并使用非常宽的布线。为了提高效率，RC 缓冲器应连接在较大的SW 覆铜形状和较
大的PGND 覆铜形状之间，与TPS54J060 位于PCB 同一侧。
• 避免在大电流路径中将AGND 连接到PCB 接地平面(PGND)，否则可能导致IR 和L*dI/dt 显著下降。
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10.2 布局示例
Vias to PGND
图10-1. 顶层布局
PGND Plane
图10-2. 信号层1 布局
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PGND Plane
VCC Trace
MODE Trace
EN Trace
Trace from FB divider to VOUT
Avoid routing near noise
图10-3. 信号层2 布局
PGND Plane
VOUT Plane
Trace to EN input
Trace to PGOOD output
图10-4. 底层布局（顶视图）
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11 器件和文档支持
11.1 文档支持
11.1.1 相关文档
采用前馈电容器优化内部补偿直流/直流转换器的瞬态响应
11.2 支持资源
TI E2E™ 支持论坛是工程师的重要参考资料，可直接从专家获得快速、经过验证的解答和设计帮助。搜索现有解
答或提出自己的问题可获得所需的快速设计帮助。
链接的内容由各个贡献者“按原样”提供。这些内容并不构成 TI 技术规范，并且不一定反映 TI 的观点；请参阅
TI 的《使用条款》。
11.3 接收文档更新通知
要接收文档更新通知，请导航至 ti.com 上的器件产品文件夹。点击订阅更新 进行注册，即可每周接收产品信息更
改摘要。有关更改的详细信息，请查看任何已修订文档中包含的修订历史记录。
11.4 商标
D-CAP3™ and Eco-mode™ are trademarks of TI.
Hotrod™ and TI E2E™ are trademarks of Texas Instruments.
所有商标均为其各自所有者的财产。
11.5 术语表
TI 术语表
本术语表列出并解释了术语、首字母缩略词和定义。
11.6 静电放电警告
静电放电(ESD) 会损坏这个集成电路。德州仪器(TI) 建议通过适当的预防措施处理所有集成电路。如果不遵守正确的处理
和安装程序，可能会损坏集成电路。
ESD 的损坏小至导致微小的性能降级，大至整个器件故障。精密的集成电路可能更容易受到损坏，这是因为非常细微的参
数更改都可能会导致器件与其发布的规格不相符。
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12 机械、封装和可订购信息
以下页中包括机械、封装和可订购信息。这些信息是指定器件可用的最新数据。数据如有变更，恕不另行通知，
且不会对此文档进行修订。有关此数据表的浏览器版本，请查阅左侧的导航栏。
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重要声明和免责声明
TI 提供技术和可靠性数据（包括数据表）、设计资源（包括参考设计）、应用或其他设计建议、网络工具、安全信息和其他资源，不保证没
有瑕疵且不做出任何明示或暗示的担保，包括但不限于对适销性、某特定用途方面的适用性或不侵犯任何第三方知识产权的暗示担保。
这些资源可供使用TI 产品进行设计的熟练开发人员使用。您将自行承担以下全部责任：(1) 针对您的应用选择合适的TI 产品，(2) 设计、验
证并测试您的应用，(3) 确保您的应用满足相应标准以及任何其他安全、安保或其他要求。这些资源如有变更，恕不另行通知。TI 授权您仅可
将这些资源用于研发本资源所述的TI 产品的应用。严禁对这些资源进行其他复制或展示。您无权使用任何其他TI 知识产权或任何第三方知
识产权。您应全额赔偿因在这些资源的使用中对TI 及其代表造成的任何索赔、损害、成本、损失和债务，TI 对此概不负责。
TI 提供的产品受TI 的销售条款(https:www.ti.com/legal/termsofsale.html) 或ti.com 上其他适用条款/TI 产品随附的其他适用条款的约束。TI
提供这些资源并不会扩展或以其他方式更改TI 针对TI 产品发布的适用的担保或担保免责声明。重要声明
邮寄地址：Texas Instruments, Post Office Box 655303, Dallas, Texas 75265
Copyright © 2021，德州仪器(TI) 公司
PACKAGE OPTION ADDENDUM
www.ti.com
10-Dec-2020
PACKAGING INFORMATION
Orderable Device
Status Package Type Package Pins Package
Eco Plan
Lead finish/
Ball material
MSL Peak Temp
Op Temp (°C)
Device Marking
Samples
Drawing
Qty
(1)
(2)
(3)
(4/5)
(6)
TPS54J060RPGR
ACTIVE
VQFN-HR
RPG
14
3000 RoHS & Green
NIPDAU
Level-2-260C-1 YEAR
-40 to 125
54J060
(1) The marketing status values are defined as follows:
ACTIVE: Product device recommended for new designs.
LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect.
NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in a new design.
PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available.
OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device.
(2) RoHS: TI defines "RoHS" to mean semiconductor products that are compliant with the current EU RoHS requirements for all 10 RoHS substances, including the requirement that RoHS substance
do not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered at high temperatures, "RoHS" products are suitable for use in specified lead-free processes. TI may
reference these types of products as "Pb-Free".
RoHS Exempt: TI defines "RoHS Exempt" to mean products that contain lead but are compliant with EU RoHS pursuant to a specific EU RoHS exemption.
Green: TI defines "Green" to mean the content of Chlorine (Cl) and Bromine (Br) based flame retardants meet JS709B low halogen requirements of <=1000ppm threshold. Antimony trioxide based
flame retardants must also meet the <=1000ppm threshold requirement.
(3) MSL, Peak Temp. - The Moisture Sensitivity Level rating according to the JEDEC industry standard classifications, and peak solder temperature.
(4) There may be additional marking, which relates to the logo, the lot trace code information, or the environmental category on the device.
(5) Multiple Device Markings will be inside parentheses. Only one Device Marking contained in parentheses and separated by a "~" will appear on a device. If a line is indented then it is a continuation
of the previous line and the two combined represent the entire Device Marking for that device.
(6)
Lead finish/Ball material - Orderable Devices may have multiple material finish options. Finish options are separated by a vertical ruled line. Lead finish/Ball material values may wrap to two
lines if the finish value exceeds the maximum column width.
Important Information and Disclaimer:The information provided on this page represents TI's knowledge and belief as of the date that it is provided. TI bases its knowledge and belief on information
provided by third parties, and makes no representation or warranty as to the accuracy of such information. Efforts are underway to better integrate information from third parties. TI has taken and
continues to take reasonable steps to provide representative and accurate information but may not have conducted destructive testing or chemical analysis on incoming materials and chemicals.
TI and TI suppliers consider certain information to be proprietary, and thus CAS numbers and other limited information may not be available for release.
In no event shall TI's liability arising out of such information exceed the total purchase price of the TI part(s) at issue in this document sold by TI to Customer on an annual basis.
Addendum-Page 1
PACKAGE MATERIALS INFORMATION
www.ti.com
31-Oct-2020
TAPE AND REEL INFORMATION
*All dimensions are nominal
Device
Package Package Pins
Type Drawing
SPQ
Reel
Reel
A0
B0
K0
P1
W
Pin1
Diameter Width (mm) (mm) (mm) (mm) (mm) Quadrant
(mm) W1 (mm)
TPS54J060RPGR
VQFN-
HR
RPG
14
3000
180.0
8.4
2.25
3.25
1.05
4.0
8.0
Q1
Pack Materials-Page 1
PACKAGE MATERIALS INFORMATION
www.ti.com
31-Oct-2020
*All dimensions are nominal
Device
Package Type Package Drawing Pins
VQFN-HR RPG 14
SPQ
Length (mm) Width (mm) Height (mm)
210.0 185.0 35.0
TPS54J060RPGR
3000
Pack Materials-Page 2
PACKAGE OUTLINE
VQFN-HR - 1 mm max height
PLASTIC QUAD FLATPACK- NO LEAD
RPG0014A
A
2.1
1.9
B
3.1
2.9
PIN 1 INDEX AREA
1.1
0.9
SEATING PLANE
0.08 C
0.13
-0.07
SYMM
(0.1) TYP
10X 0.5
SYMM
2
0.35
0.15
14X
0.1
C A B
C
0.05
0.7
0.5
0.5
0.3
5X
8X
1.1
0.9
4224340/A 06/2018
NOTES:
1. All linear dimensions are in millimeters. Any dimensions in parenthesis are for reference only. Dimensioning and tolerancing
per ASME Y14.5M.
2. This drawing is subject to change without notice.
www.ti.com
EXAMPLE BOARD LAYOUT
VQFN-HR - 1 mm max height
PLASTIC QUAD FLATPACK- NO LEAD
RPG0014A
(1.8)
SYMM
8X (0.6)
14X (0.25)
10X (0.5)
SYMM
(2.8)
(2)
5X (0.8)
(1.2)
LAND PATTERN EXAMPLE
SCALE: 20X
SOLDER MASK
OPENING
0.05 MAX
ALL AROUND
0.05 MIN
ALL AROUND
METAL
METAL UNDER
SOLDER MASK
SOLDER MASK
OPENING
EXPOSED METAL
EXPOSED METAL
NON- SOLDER MASK
SOLDER MASK
DEFINED
DEFINED
(PREFERRED)
SOLDER MASK DETAILS
4224340/A 06/2018
NOTES: (continued)
3. For more information, see Texas Instruments literature number SLUA271 (www.ti.com/lit/slua271).
www.ti.com
EXAMPLE STENCIL DESIGN
VQFN-HR - 1 mm max height
PLASTIC QUAD FLATPACK- NO LEAD
RPG0014A
(1.8)
SYMM
8X (0.6)
14X (0.25)
10X (0.5)
SYMM
(2.8)
(2)
5X (0.8)
(1.2)
SOLDER PASTE EXAMPLE
BASED ON 0.1 mm THICK STENCIL
EXPOSED PAD
SCALE: 20X
4224340/A 06/2018
NOTES: (continued)
4. Laser cutting apertures with trapezoidal walls and rounded corners may offer better paste release. IPC-7525 may have alternate
design recommendations.
www.ti.com
重要声明和免责声明
TI“按原样”提供技术和可靠性数据（包括数据表）、设计资源（包括参考设计）、应用或其他设计建议、网络工具、安全信息和其他资源，
不保证没有瑕疵且不做出任何明示或暗示的担保，包括但不限于对适销性、某特定用途方面的适用性或不侵犯任何第三方知识产权的暗示担
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