LMQ62440APPQRJRRQ1_技术文档

LMQ62440-Q1

ZHCSM24A –MARCH 2020 –REVISED SEPTEMBER 2020

LMQ62440-Q1 汽车类3V 至36V、4A、低EMI 同步降压转换器

1 特性

3 说明

• 符合面向汽车应用的AEC-Q100 标准

LMQ62440-Q1 是一款具有集成旁路电容器的高性能直

流/直流同步降压转换器。该器件具有集成式高侧和低

侧 MOSFET，能够在 3.0V 至 36V 的宽输入电压范围

内提供高达 4A 的输出电流；可耐受 42V 电压，支持

持续时间为 400 ms 的负载突降。该器件可对压差进行

软恢复，因此无需对输出进行过冲。

– 温度等级1：–40°C 至+150°C，T_J

• 提供功能安全

– 有助于进行功能安全系统设计的文档

• 针对超低EMI 要求进行了优化

– 符合CISPR25 5 类标准

– Hotrod^™封装可更大限度地减少开关节点振铃

– 内部旁路电容器可降低EMI

– 并行输入路径可更大限度减少寄生电感

– 展频可降低峰值发射

– 可调节开关节点上升时间

该器件专门设计用于降低 EMI。该器件具有假随机展

频、集成旁路电容器、可调节 SW 节点上升时间和低

EMI，并采用具有低开关节点振铃和优化型引脚排列的

VQFN-HR 封装，易于使用。开关频率可在 200kHz 至

2.2MHz 范围内同步，从而避开噪声敏感频段。另外，

可以选择频率，从而在低工作频率下提高效率，或在高

工作频率下缩小解决方案尺寸。

• 专用于条件严苛的汽车应用

– 支持42V 负载突降

– 在4A 负载下具有0.4V 压降（典型值）

• 可在所有负载下进行高效电源转换

– 在13.5V_IN、3.3V_OUT下具有7µA 的无负载电流

– 在1mA、13.5V_IN、5V_OUT下PFM 效率为90%

– 低MOSFET 导通电阻

自动模式可在轻负载运行时进行频率折返，实现仅

7µA（典型值）的空载电流消耗和高轻负载效率。

PWM 和 PFM 模式之间无缝转换，以及极低的

MOSFET 导通电阻和外部偏置输入，均确保在整个负

载范围内实现卓越的效率。

• R_{DS_ON_HS}= 41mΩ（典型值）

• R_{DS_ON_LS}= 21mΩ（典型值）

• 具有用于提升效率的外部偏置选项

• 与以下器件引脚兼容：

该器件采用具有可湿性侧面的 14 引脚 VQFN-HR 封

装。电气特性额定结温范围为 –40°C 至 +150°C。如

需其他资源，请参阅相关文档。

– LM62440-Q1（36V、4A）

器件信息

封装⁽¹⁾

封装尺寸（标称值）

器件型号

2 应用

LMQ62440-Q1

VQFN-HR (14)

4.00mm × 3.50mm

• 汽车信息娱乐系统与仪表组：音响主机、媒体集线

器、USB 充电器、显示屏

• 汽车ADAS 和车身电子装置

(1) 如需了解所有可用封装，请参阅数据表末尾的可订购产品附

录。

100%

95%

90%

85%

80%

75%

70%

V_IN= 8 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

65%

60%

0.001

0.010.02 0.05 0.1 0.2 0.5

Load Current (A)

1

2

3 45 7 10

LM61

效率：，V_OUT= 5V，F_SW= 2.1 MHz

传导EMI：V_{OUT = 5V}，I_OUT= 4A

本文档旨在为方便起见，提供有关TI 产品中文版本的信息，以确认产品的概要。有关适用的官方英文版本的最新信息，请访问

www.ti.com，其内容始终优先。TI 不保证翻译的准确性和有效性。在实际设计之前，请务必参考最新版本的英文版本。

English Data Sheet: SNVSBQ0

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内容

1 特性................................................................................... 1

2 应用................................................................................... 1

3 说明................................................................................... 1

4 修订历史记录.....................................................................2

5 器件比较表.........................................................................2

6 引脚配置和功能................................................................. 3

引脚功能............................................................................3

7 规格................................................................................... 4

7.1 绝对最大额定值...........................................................4

7.2 ESD 等级.................................................................... 4

7.3 建议运行条件.............................................................. 4

7.4 热性能信息..................................................................5

7.5 电气特性......................................................................5

7.6 计时特性......................................................................7

7.7 系统特性......................................................................9

7.8 绝对最大额定值.........................................................10

7.9 ESD 等级.................................................................. 10

7.10 典型特性..................................................................11

8 详细说明.......................................................................... 13

8.1 概述...........................................................................13

8.2 功能方框图................................................................14

8.3 特性说明....................................................................15

8.4 器件功能模式............................................................ 24

9 应用和实施.......................................................................30

9.1 应用信息....................................................................30

9.2 典型应用....................................................................30

9.3 应用曲线....................................................................36

10 电源相关建议.................................................................43

11 布局................................................................................44

11.1 布局指南..................................................................44

11.2 布局示例..................................................................46

12 器件和文档支持............................................................. 47

12.1 文档支持..................................................................47

12.2 接收文档更新通知................................................... 47

12.3 支持资源..................................................................47

12.4 商标.........................................................................47

12.5 静电放电警告.......................................................... 47

12.6 术语表..................................................................... 47

13 机械、封装和可订购信息...............................................47

4 修订历史记录

注：以前版本的页码可能与当前版本的页码不同

Changes from Revision * (March 2020) to Revision A (September 2020)

Page

• 将器件状态从“预告信息”更改为“量产数据”................................................................................................ 1

• 更新了整个文档中的表、图和交叉参考的编号格式.............................................................................................1

5 器件比较表

器件

可订购器件型号

参考器件型号

轻负载模式

引脚可选

展频

输出电压

可调节

3.3V

开关频率

2.1MHz

LMQ62440APPQRJRRQ1

LMQ62440BPPQRJRRQ1

LMQ62440CPPQRJRRQ1

LMQ62440APP-Q1

LMQ62440BPP-Q1

LMQ62440CPP-Q1

引脚可选

LMQ62440-

Q1

5V

2

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6 引脚配置和功能

PGND2

11

BIAS

1

VCC

AGND

FB

2

3

4

SW

10

5

9

PGOOD

PGND1

图6-1. RJR 封装14 引脚VQFN-HR 顶视图

引脚功能

引脚

I/O

说明

名称

编号

内部LDO 输入。连接到输出电压点以提高效率。将一个可选的优质0.1µF 至1µF 电容器从该引脚接地，以

提高抗噪性。如果输出电压高于12V，则将该引脚接地。

BIAS

1

P

内部LDO 输出。用作内部控制电路的电源。不要连接至任何外部负载。在该引脚和AGND 之间连接一个

1µF 优质电容器。

VCC

2

O

内部电路的模拟地。反馈和VCC 是相对于该引脚测量的。必须将AGND 连接到PCB 上的PGND1 和

PGND2。

AGND

FB

3

4

5

G

I

内部控制环路的输出电压反馈输入。连接到反馈分压器抽头点以实现可调输出电压。请勿悬空或接地。

开漏电源正常状态输出。通过限流电阻器将该引脚上拉至合适的电压电源。高电平= 电源正常，低电平= 故

障。当EN = 低电平且V_IN> 1V 时，PGOOD 输出变为低电平。如果不使用，它可以保持开路或接地。

PGOOD

O

MODE/

SYNC

该引脚控制LMQ62440-Q1 的运行模式。模式包括自动模式（自动PFM/PWM 运行）、FPWM 以及与外部时

钟的同步。同步后，时钟在外部时钟的上升沿触发。此外，展频运行由该引脚控制。请勿将该引脚悬空。

6

I

精密使能输入。高电平= 开启，低电平= 关闭。可连接至VIN。精密使能允许将该引脚用作可调节UVLO。

请参阅节9

EN

7

8

I

VIN1

PGND1

SW

P

G

O

G

转换器的输入电源。将一个或多个优质旁路电容器从该引脚连接到PGND1。必须为VIN2 提供低阻抗连接。

内部低侧MOSFET 的电源地。连接到系统地。必须为PGND2 提供低阻抗连接。将一个或多个优质旁路电容

器从该引脚连接到VIN1。

9

10

11

转换器的开关节点。连接到输出电感器。

内部低侧MOSFET 的电源地。连接到系统地。必须为PGND1 提供低阻抗连接。将一个或多个优质旁路电容

器从该引脚连接到VIN2。

PGND2

VIN2

12

13

P

转换器的输入电源。将一个或多个优质旁路电容器从该引脚连接到PGND2。必须为VIN1 提供低阻抗连接。

通过一个电阻器连接到CBOOT。该电阻必须介于0Ω和开路之间，并决定SW 节点上升时间。

RBOOT

I/O

高侧驱动器上部电源轨。在SW 引脚和CBOOT 之间连接一个100nF 电容器。一个内部二极管连接到

VCC，并允许CBOOT 在SW 节点为低电平时充电。

CBOOT

14

I/O

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7 规格

7.1 绝对最大额定值

在推荐的-40℃到+150℃工作结温范围内测得（除非另外说明）⁽¹⁾

参数

最小值

最大值

单位

-0.3

42

5.5

16

V

VIN1、VIN2 至AGND、PGND

-0.3

V

RBOOT 至SW

CBOOT 至SW

BIAS 至AGND、PGND

42

EN 至AGND、PGND

输入电压

36 和V_IN+5 中的较

低值

-0.3

V

SYNC/MODE 至AGND、PGND

-0.3

0

16

20

V

FB 至AGND、PGND

PGOOD 至AGND、PGND

PGND 至AGND⁽³⁾

-1

2

V

SW 至AGND、PGND⁽²⁾

输出电压

-0.3

V_IN+0.3

5.5

V

VCC 至AGND、PGND

PGOOD 灌电流⁽⁴⁾

10

mA

°C

电流

T_J

-40

150

结温

T_stg

存储温度

(1) 应力超出绝对最大额定值下所列的值可能会对器件造成永久损坏。这些列出的值仅仅是应力额定值，这并不表示器件在这些条件下以及

在建议运行条件以外的任何其他条件下能够正常运行。长时间在最大绝对额定条件下运行会影响器件可靠性。

(2) 此引脚上可能出现比GND 低2V、比V_IN高2V 的电压，持续时间≤200ns，占空比≤0.01%。

(3) 此规格适用于100ns 或更短的电压持续时间。最大直流电压不应超过±0.3V。

(4) 不要超过针脚的额定电压。

7.2 ESD 等级

值

单位

人体放电模型(HBM)，符合AEC Q100-002⁽¹⁾

器件HBM 分类等级2

±2000

V_(ESD)

V

静电放电

充电器件模型(CDM)，符合AEC Q100-011

器件CDM 分类等级C5

±750

(1) AEC Q100-002 指示应当按照ANSI/ESDA/JEDEC JS-001 规范执行HBM 应力测试。

7.3 建议运行条件

在建议的-40°C 到150°C 工作结温范围内测得（除非另外说明）⁽¹⁾

最小值

标称值

最大值

单位

3

1

36

V

输入电压范围（启动后）

可调版本的输出电压范围⁽²⁾

自由运行频率

输入电压

输出电压

频率

0.95 * V_IN

V

MHz

kHz

A

2.1

200

0

2200

4

同步频率

负载电流

温度

同步频率范围

输出直流电流范围⁽³⁾

工作结温T_J范围⁽⁴⁾

-40

150

°C

(1) 建议运行条件表示器件可正常工作的条件，但不保证特定性能限制。有关保证的规格，请参阅电气特性表。

(2) 在任何情况下，输出电压都不应降至零伏以下。

(3) 在高开关频率和/或高环境温度下运行时，最大持续直流电流可能会降低。有关详细信息，请参阅“应用”部分。

(4) 高结温会缩短工作寿命。结温高于125℃时，工作寿命会缩短。

4

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7.4 热性能信息

此表中给出的R_θJA值仅用于与其他封装的比较，不能用于设计目的。这些值是根据JESD 51-7 计算的，并在4 层JEDEC 板

上进行了仿真。它们并不代表在实际应用中获得的性能。例如，使用4 层PCB，可以实现R_ΘJA= 25℃/W。有关设计信息，

请参阅图9-2。

LMQ62440-Q1

热指标^{(1) (2)}

RJR (QFN)

单位

14 引脚

59

R_θJA

°C/W

结至环境热阻

R_θJC(top)

R_θJB

19

结至外壳（顶部）热阻

结至电路板热阻

19.2

1.4

19

Ψ_JT

结至顶部特征参数

Ψ_JB

结至电路板特征参数

结至外壳（底部）热阻

R_θJC(bot)

-

(1) 有关新旧热指标的更多信息，请参阅“半导体和IC 封装热指标”应用报告。

(2) 此表中给出的R_θJA值仅用于与其他封装的比较，不能用于设计目的。这些值是根据JESD 51-7 计算的，并在4 层JEDEC 板上进行了

仿真。它们并不代表在实际应用中获得的性能。

7.5 电气特性

限制值适用于推荐的-40°C 至+150°C 工作结温范围，除非另有说明。最小和最大限制经过测试、设计和统计相关性分析确

定。典型值表示T_J= 25°C 条件下最有可能达到的参数标准，仅供参考。除非另有说明，以下条件适用：V_IN= 13.5V。VIN1

短接至VIN2 = V_IN。V_OUT是转换器输出电压。

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值单位

电源电压和电流

3.95

3.0

启动需要

运行后

工作输入电压⁽³⁾

迟滞⁽³⁾

V_{IN_OPERATE}

V

V_{IN_OPERATE_H}

I_Q

1

工作静态电流（非开关）；在VIN 引

V_FB= +5%，V_BIAS= 5V

0.6

6

µA

脚上测量⁽¹⁾

流入BIAS 引脚的电流（非开关、T_J

= 125°C 时的最大值）⁽¹⁾

I_BIAS

I_SD

24

31.2 µA

V_FB= +5%，V_BIAS= 5V，自动模式

EN = 0V，T_J= 25℃

0.6

6

µA

关断静态电流；在VIN 引脚处测得

使能

V_EN

1.263

V

使能输入阈值电压- 上升

使能输入阈值电压- 与典型值的上升

偏差

V_EN-ACC

-8.1

8.1

32

%

使能阈值迟滞占V_EN（典型值）的百

分比

V_EN-HYST

24

28

%

V_EN-WAKE

I_EN

0.4

V

使能唤醒阈值

V_IN= EN = 13.5V

2.3

µA

使能引脚输入电流

LDO - VCC

V_BIAS> 3.4V，CCM 运行⁽³⁾

V_BIAS= 3.1V，非开关

V_CC上升欠压阈值

3.3

3.1

3.6

1.1

V_CC

V

内部V_CC电压

V_{CC_UVLO}

V_{CC_UVLO_HYST}

反馈

V

内部V_CC输入欠压锁定

迟滞低于V_{CC_UVLO}

V_IN= 3.3V 至36V，T_J= 25℃，

FPWM 模式

5V、3.3V 和可调节(1V FB) 版本的

初始基准电压精度

V_{FB_acc}

-1

1

%

V

3.3V 固定V_OUT修整选项的基准电压

精度

V_{OUT_acc}

3.2587

3.3

3.3413

V_IN= 13.5V，FPWM 模式

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限制值适用于推荐的-40°C 至+150°C 工作结温范围，除非另有说明。最小和最大限制经过测试、设计和统计相关性分析确

定。典型值表示T_J= 25°C 条件下最有可能达到的参数标准，仅供参考。除非另有说明，以下条件适用：V_IN= 13.5V。VIN1

短接至VIN2 = V_IN。V_OUT是转换器输出电压。

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值单位

5V 固定V_OUT修整选项的基准电压精

度

V_{OUT_acc}

4.9375

5

5.0625

V

V_IN= 13.5V，FPWM 模式

1.85

2.1

10

5V 选项

R_FB

I_FB

从FB 到AGND 的电阻

MΩ

3.3V 选项

nA

从FB 到AGND 的输入电流

仅限可调节版本，FB = 1V

振荡器

f_ADJ

0.18

1.98

0.2

2.2

0.22 MHz

2.42 MHz

通过SYNC 实现的最小可调频率

通过SYNC 实现的最大可调频率

f_ADJ

通过R_T或SYNC 实现的最小可调频

率

0.18

0.36

1.98

1.9

0.2

0.4

2.2

2.1

2

0.22 MHz

0.44 MHz

2.42 MHz

2.3 MHz

RT = 66.5kΩ

RT = 33.2kΩ

RT = 5.76kΩ

采用400kHz 时可通过R_T或SYNC

调整频率

f_ADJ

通过R_T或SYNC 实现的最大可调频

率

V_IN= 13.5V，具有或不具有展频的中

心频率，PWM 运行

f_SW

开关频率

展频运行的频率范围- 与中心频率的

最大偏差

f_{S SS}

f_PSS

%

可用展频

展频频谱图频率⁽³⁾

展频可用，f_SW= 2.1MHz

1.5 Hz

V_IN= 13.5V，V_SYNC/MODE= 3.3V

V_IN= 13.5V，V_SYNC/MODE= 5.5V

1

5

I_MODE/SYNC

nA

MODE/SYNC 引脚在启动后的漏电流

V_{MODE_L}

0.4

1

V

MODE/SYNC 输入电压低

MODE/SYNC 输入电压高

MODE/SYNC 输入电压迟滞

V_{MODE_H}

1.6

V_{SYNCD_HYST}

0.155

如果MODE/SYNC 电压低于该电压

且高于V_SYNCDH，则启用展频

V_{MODE_H2}

V_{MODE_H3}

2.5

30

V

电平相关的运行

如果MODE/SYNC 高于此电压，则

禁用展频

4.9

6

R_{MODE_H}

R_{MODE_L}

MODE/SYNC 连接电阻表示展频关闭

MODE/SYNC 连接电阻表示展频开启

kΩ

电平相关的运行

MOSFET

R_{DS(ON)_HS}

R_{DS(ON)_LS}

41

21

82

45

高侧MOSFET R_DS(ON)

低侧MOSFET R_DS(ON)

mΩ

电源开关导通电阻

与SW 相比CBOOT 引脚上的电压，

将关闭高侧开关

V_{BOOT_UVLO}

2.1

V

电流限值

I_L-HS

高侧开关电流限值⁽²⁾

低侧开关电流限值

占空比接近0%

6

7

8.1 A)

I_L-LS

3.7

4.8

5.4

A

过零电流限值。流出SW 引脚的电流

方向为正

I_L-ZC

0.25

-2

自动模式，静态测量

FPWM 运行

负电流限值FPWM 和SYNC 模式。

流出SW 引脚的电流方向为正。

I_L-NEG

A

%

自动模式下的最小峰值命令/器件电流

额定值

I_{PK_MIN_0}

I_{PK_MIN_100}

25

脉冲持续时间< 100ns

脉冲持续时间> 1µs

自动模式下的最小峰值命令/器件电流

额定值

12.5

6

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限制值适用于推荐的-40°C 至+150°C 工作结温范围，除非另有说明。最小和最大限制经过测试、设计和统计相关性分析确

定。典型值表示T_J= 25°C 条件下最有可能达到的参数标准，仅供参考。除非另有说明，以下条件适用：V_IN= 13.5V。VIN1

短接至VIN2 = V_IN。V_OUT是转换器输出电压。

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值单位

V_HICCUP

40

%

FB 电压与待调节FB 电压之比

不是在软启动期间

电源正常

PGD_OV

105

92

107

94

110

%

V

PGOOD 阈值上限- 上升

V

_OUT百分比设置

PGD_{U V}

96.5

PGOOD 阈值下限- 下降

_OUT百分比设置

PGD_HYST

V_{IN(PGD_VALID)}

1.3

PGOOD 上限阈值（上升和下降）

正常PGOOD 功能的输入电压

1.0

46µA 上拉至PGOOD 引脚，V_IN

1.0V，EN = 0V

=

0.4

1mA 上拉至PGOOD 引脚，V_IN

13.5V，EN = 0V

=

V_PGD(LOW)

V

低电平PGOOD 功能输出电压

2mA 上拉至PGOOD 引脚，V_IN

13.5V，EN = 3.3V

=

0.4

40

90

17

40

1mA 上拉至PGOOD 引脚，EN = 0V

Ω

R_PGD

PGOOD 输出的R_DS(ON)

1mA 上拉至PGOOD 引脚，EN =

3.3V

I_OV

0.5

mA

过压条件下SW 节点上的下拉电流

热关断

热关断上升阈值⁽³⁾

热关断迟滞⁽³⁾

T_{SD_R}

158

168

10

180

℃

T_{SD_HYST}

(1) 这是器件在开环条件下不发生切换时使用的电流，FB 拉至标称值的+5%。并不代表系统在调节时的总输入电流。有关更多信息，请参

阅系统特性和输入电源电流部分。

(2) 高侧电流限制是占空比的函数。高侧电流限制值在小占空比条件下最高，在高占空比条件下更低。

(3) 参数由相关参数的设计、统计分析和生产测试指定。

7.6 计时特性

限制值适用于推荐的-40°C 至+150°C 工作结温范围，除非另有说明。最小和最大限制经过测试、设计和统计相关性分析确

定。典型值表示T_J= 25°C 条件下最有可能达到的参数标准，仅供参考。除非另有说明，以下条件适用：V_IN= 13.5V。

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值单位

开关节点

V_IN= 20V，I_OUT= 2A，RBOOT 短接

至CBOOT

t_{ON_MIN}

55

9

70 ns

μs

最小高侧开关导通时间

最大高侧开关导通时间

最小低侧开关导通时间

t_{ON_MAX}

t_{OFF_MIN}

V_IN= 4.0V，I_OUT= 1A，RBOOT 短

接至CBOOT

65

85 ns

从设定点的第一个SW 脉冲到90%

Vref 的时间。

t_SS

2

3

4

ms

V_IN≥4.2V

从第一个SW 脉冲到FPWM 锁定释

放的时间（如果输出未处于稳压状

态）

t_SS2

4.5

6.5

40

8.5 ms

ms

t_W

短路等待时间（“断续”时间）

使能

C_VCC= 1µF 时从EN 高电平到第一个

SW 脉冲的时间（如果输出从0V 开

始）

导通延迟⁽¹⁾

t_EN

0.7

ms

t_B

4

100

8

µs

ns

上升沿或下降沿后EN 消隐

低电平为0.6V。

t_{PULSE_H}

t_{PULSE_L}

需要识别为脉冲的高电平持续时间

需要识别为脉冲的低电平持续时间

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限制值适用于推荐的-40°C 至+150°C 工作结温范围，除非另有说明。最小和最大限制经过测试、设计和统计相关性分析确

定。典型值表示T_J= 25°C 条件下最有可能达到的参数标准，仅供参考。除非另有说明，以下条件适用：V_IN= 13.5V。

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值单位

在一个电平上指示FPWM 或自动模

式所需的时间

t_MODE

t_SYNC

16.5

µs

有效同步信号中的高电平或低电平信

号持续时间

8

µs

周期

[cycl

e]

时钟在同步周期中锁定到有效同步信

号所需的时间⁽¹⁾

C_LOCK

2048

40

进入自动模式时的SYNC/MODE 引

脚电阻测试持续时间

t_MEAS

µs

电平相关的SYNC/MODE 引脚运行

电源正常

t_PGDFLT(rise)

1.5

2

2.5 ms

µs

PGOOD 高电平信号的延迟时间

t_PGDFLT(fall)

24

PGOOD 功能的干扰滤波器时间常数

(1) 使用相关参数的设计、统计分析和生产测试指定参数；未经量产测试。

8

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7.7 系统特性

如果使用典型应用电路中的元件值，则根据设计指定以下值。限值适用于-40°C 至+150°C 结温范围（除非另外说明）。最小

值和最大值限值是经过测试、设计或统计相关性分析而得出。典型值表示T_J= 25°C 条件下最有可能达到的参数标准，仅供参

考。除非另有说明，以下条件适用：V_IN= 13.5V。VIN1 短接至VIN2 = V_IN。V_OUT是输出设置。这些参数未经生产环境测试。

参数

测试条件

最小值

典型值

最大值单位

效率

93

73

V_OUT= 5V，I_OUT= 4A，R_BOOT= 0Ω

%

ƞ_{5V_2p1MHz}

典型效率为2.1MHz

V_OUT= 5V，I_OUT= 100µA，R_BOOT

0Ω，R_FBT= 1MΩ

=

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 4A，R_BOOT

0Ω

=

91

71

%

ƞ_{3p3V_2p1MHz}

典型效率为2.1MHz

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 100µA，R_BOOT

= 0Ω，R_FBT= 1MΩ

运行范围

在启动后负载降低时实现完整功能的

V_IN。

V_{VIN_MIN1}

3.0

V

_OUT设置为3.3V

在启动后100% 最大额定负载下实现

完整功能的V_IN。

V_{VIN_MIN2}

3.95

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 0A，自动模

式，R_FBT= 1MΩ

7

工作静态电流⁽¹⁾

I_Q-VIN

µA

V_OUT= 5V，I_OUT= 0A，自动模式，

R_FBT= 1MΩ

10

5

4.9

5.1

V_IN= 5.8V 至36V，I_OUT= 4A

V_OUT5

V

5V 出厂选项的输出电压

3.3V 出厂选项的输出电压

自动模式出厂选项，V_IN= 5.5V 至

36V，I_OUT= 100µA 至100mA

5.05

3.3

5.125

3.24

3.35

V_IN= 3.9V 至36V，I_OUT= 4A

V_OUT3

V

Vi_IN= 3.9V 至36V，I_OUT= 100µA 至

100mA

3.33

3.38

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 4A，25℃时的

输出精度为-3%

0.4

0.55

0.8

输入到输出电压差分，以保持调节精

度而不会出现电感器DCR 压降

V_DROP1

V

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 4A，125℃时

的输出精度为-3%

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 4A，25℃时的

调节精度为-3%

≥

输入到输出电压差分，以保持f_SW

1.85MHz，无DCR 压降

V_DROP2

V_OUT= 3.3V，I_OUT= 4A，125℃时

的调节精度为-3%

1.2

87

f_SW=1.85MHz

%

D_MAX

最大开关占空比

98

在频率折返期间

RBOOT

R_BOOT= 0Ω，I_OUT= 2A（10% 至

80%）

2.15

2.7

ns

t_RISE

SW 节点上升时间

R_BOOT= 100Ω，I_OUT= 2A（10% 至

80%）

(1) 有关此规格的含义以及计算方法，请参阅详细说明。

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7.8 绝对最大额定值

在推荐的-40℃到+150℃工作结温范围内测得（除非另外说明）⁽¹⁾

参数

最小值

最大值

单位

-0.3

42

5.5

V

VIN1、VIN2 至AGND、PGND

-0.3

0

V

RBOOT 至SW

5.5

CBOOT 至SW

16

V

BIAS 至AGND、PGND

42

V

EN/SYNC 至AGND、PGND

RT 至AGND、PGND

FB 至AGND、PGND

PGOOD 至AGND、PGND

PGND 至AGND⁽³⁾

SW 至AGND、PGND⁽²⁾

VCC 至AGND、PGND

PGOOD 灌电流⁽⁴⁾

输入电压

5.5

V

16

V

20

V

-1

2

V

-0.3

V_IN+0.3

5.5

V

输出电压

V

10

mA

°C

电流

T_J

-40

150

结温

T_stg

存储温度

(1) 应力超出绝对最大额定值下所列的值可能会对器件造成永久损坏。这些列出的值仅仅是应力额定值，这并不表示器件在这些条件下以及

在建议运行条件以外的任何其他条件下能够正常运行。长时间在最大绝对额定条件下运行会影响器件可靠性。

(2) 此引脚上可能出现比GND 低2V、比V_IN高2V 的电压，持续时间≤200ns，占空比≤0.01%。

(3) 此规格适用于100ns 或更短的电压持续时间。最大直流电压不应超过±0.3V。

(4) 不要超过针脚的额定电压。

7.9 ESD 等级

值

单位

人体放电模型(HBM)，符合AEC Q100-002⁽¹⁾

器件HBM 分类等级2

±2000

V_(ESD)

V

静电放电

充电器件模型(CDM)，符合AEC Q100-011

器件CDM 分类等级C5

±750

(1) AEC Q100-002 指示应当按照ANSI/ESDA/JEDEC JS-001 规范执行HBM 应力测试。

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7.10 典型特性

除非另有说明，否则V_IN= 13.5V 且f_SW= kHz。

1.5

4000

3500

3000

2500

2000

1500

1000

500

1.25

1

0.75

-40C

25C

150C

0

0.5

0

5

10

15

20

25

Input Voltage (V)

30

35

40

-50

-25

0

25

50

75

Temperature (°C)

100

125

150

SNVS

V_EN= 0V

V_FB= 1V

图7-2. 关断电源电流

图7-1. 非开关输入电源电流

1.01

3500

3250

3000

2750

2500

2250

2000

1750

1500

1250

1000

750

FREQ = 200 kHz

FREQ = 400 kHz

FREQ = 2.2 MHz

1.006

1.002

0.998

0.994

0.99

500

250

0

-50

-25

0

25

50

75

Temperature (°C)

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

Temperature (°C)

100

125

150

snvs

SNVS

图7-3. 反馈电压

图7-4. 开关频率

70

60

50

40

30

20

10

1.4

1.3

1.2

1.1

1

0.9

0.8

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.2

0.1

0

VEN Rising

VEN Falling

VEN_WAKE Rising

VEN_WAKE Falling

HS Switch

LS Switch

-50

-25

0

25

50

75

Temperature (°C)

100

125

150

-50

-25

0

25

50

75

Temperature (°C)

100

125

150

snvs

SNVS

图7-6. 使能阈值

图7-5. 高侧和低侧开关R_{DS_ON}

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7.10 典型特性(continued)

除非另有说明，否则V_IN= 13.5V 且f_SW= kHz。

115

110

105

100

95

90

OV Tripping

OV Recovery

UV Recovery

UV Tripping

85

80

-50

-25

0

25

50

75

Temperature (°C)

100

125

150

SNVS

图7-7. PGOOD 阈值

12

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8 详细说明

8.1 概述

LMQ62440-Q1 是一款宽输入同步峰值电流模式降压稳压器，专为各种汽车应用而设计。该稳压器可在宽开关频

率范围内运行，包括 AM 以下频带（400kHz 时）以及 AM 以上频带（2.1MHz 时）。该器件可在宽转换比范围内

运行。如果最短导通时间或最短关断时间不支持所需的转换比，则频率会自动降低，从而在输入电压瞬态期间通

过高工作频率设置保持输出电压调节。

该器件专为低EMI 而设计，并针对高于和低于AM 频带运行情况进行了优化：

• 符合CISPR25 5 类标准

• Hotrod^™封装可更大限度地减少开关节点振铃

• 并行输入路径可更大限度减少寄生电感

• 内部旁路电容器可降低EMI

• 展频可降低峰值发射

• 可调节SW 节点上升时间

这些特性可以共同消除屏蔽和其他昂贵的EMI 缓解措施。

该器件旨在更大限度地降低最终产品成本并减小其尺寸，同时可在要求苛刻的汽车环境中运行。如果以 2.1MHz

频率运行，则可以使用小型无源器件。先进的电流限制功能允许使用针对 4A 稳压器进行优化的电感器。此外，该

器件还具有低空载电流消耗，非常适合非电池电源的常开型应用。低关断电流和高最大工作电压还可省去外部负

载开关且无需输入瞬态保护。为进一步降低系统成本，提供了高级 PGOOD 输出，这通常无需使用外部复位或监

控器件。

LMQ62440-Q1 器件符合AEC-Q100 标准，可在高达150°C 的结温下确保电气特性。

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8.2 功能方框图

VCC

Clock

VCC

MODE/

SYNC

Detect

MODE

/SYNC

Sync

Oscillator

BIAS

VCC UVLO

OTP

Slope

compensation

LDO

VIN

Over

Temperature

detect

FPWM/Auto

Frequency Foldback

RBOOT

CBOOT

VIN1

System enable

Enable

EN

HS Current

sense

Error

amplifier

VIN

+

œ

VIN2

Comp Node

œ

Clock

+

High and

low limiting

circuit

+

Output

low

HS

Current

Limit

œ

SW

System enable

OTP

FB

Drivers and

logic

Soft start

circuit and

bandgap

Hiccup active

VCC UVLO

LS

Current

Limit

œ

AGND

+

Voltage Reference

œ

PGND1

PGND2

+

LS

Current

Min

FPWM/Auto

Vout OV

PGOOD

Logic with

filter and

LS Current

sense

release delay

System enable

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8.3 特性说明

8.3.1 EN 用于使能和V_INUVLO

启动和关断由EN 输入和V_INUVLO 控制。要使器件保持关断模式，请向EN 引脚施加低于V_{EN_WAKE}(0.4V) 的电

压。在关断模式下，静态电流降至 0.6µA（典型值）。在高于 V_{EN_WAKE}和低于 V_EN的电压下，VCC 处于运行状

态，SW 节点处于非运行状态。一旦EN 电压高于V_EN，只要输入电压高于3V，芯片就开始正常开关。

EN 引脚不能悬空。使之工作的最简单方法是将 EN 引脚连接到 V_IN，以便在 V_IN将内部 VCC 驱动到高于其

UVLO 电平时实现器件自启动。但是，许多应用都受益于图 8-1 中所示的使能分压器网络，该网络可建立精密输

入欠压锁定 (UVLO)。这可用于时序控制，防止与长输入电缆配合使用时重新触发器件，或减少电池电源深度放电

的发生。请注意，精密使能阈值 V_EN的容差为 8.1%。迟滞必须足以防止重新触发。另一个 IC 的外部逻辑输出也

可用于驱动EN 引脚，从而实现系统电源时序。

V_IN

R_ENT

EN

R_ENB

AGND

图8-1. VIN/UVLO 使用EN 引脚

可以使用方程式1 来计算电阻器阻值。

V_EN

R

=

‡

R_ENB

ENT

V_ONÅ V_EN

(1)

其中

• V_ON是所设计电路所需的典型启动输入电压

8.3.2 MODE/SYNC 引脚运行

LMQ62440-Q1 通过 MODE/SYNC 输入引脚可选择工作模式。LMQ62440-Q1 可在以下三种可选择模式之一下运

行：

• 自动模式：在轻负载期间启用脉冲频率调制(PFM) 运行，二极管仿真可防止反向电流通过电感器。更多详细信

息，请参阅节8.4.3.2。

• FPWM 模式：在FPWM 模式下，禁用二极管仿真，从而允许电流反向流过电感器。这样即使没有负载电流，

也能以全频率运行。更多详细信息，请参阅节8.4.3.3。

• SYNC 模式：LMQ62440-Q1 时钟锁定到施加在MODE/SYNC 引脚的外部信号。只要输出电压可在全频率下

进行调节，并且不受最短关断时间或最短导通时间的限制，时钟频率就会与施加到MODE/SYNC 引脚的信号

频率相匹配。当LMQ62440-Q1 处于SYNC 模式时，它就像在FPWM 模式下运行一样：禁用二极管仿真，从

而允许在没有负载的情况下匹配施加到MODE/SYNC 引脚的频率。

此外，MODE/SYNC 引脚可用于激活或停用LMQ62440-Q1 的展频功能。MODE/SYNC 引脚可通过两种方式进行

配置：电平相关 MODE/SYNC 控制（请参阅节 8.3.2.1）或脉冲相关 MODE/SYNC 引脚控制（请参阅节

8.3.2.2）。

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8.3.2.1 电平相关MODE/SYNC 引脚控制

如果只使用单个模式，则可以使用电平相关的控制来配置器件。请注意，LMQ62440-Q1 无法在电平相关模式下

与外部时钟信号同步。表 8-1 汇总了电平相关模式选择设置。电平相关模式选择设置在 t_MODE之后进行寄存。图

8-2 中也介绍了电平相关模式的摘要。

表8-1. 电平相关模式选择设置

MODE/SYNC 输入

GND

模式

带展频的自动模式

带展频的FPWM 模式

无展频的FPWM 模式

VCC 或> V_{MODE_H}且< V_{MODE_H2}

VIN 或> V_{MODE_H3}

Above V_{MODE_H3}, operational mode is

FPWM with no spread spectrum

V_{MODE_H3}

Above V_{MODE_H}, FPWM

Mode operation

V_{MODE_H2}

Between V_{MODE_H}and V_{MODE_H2}

,

operational mode is FPWM with

spread spectrum

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}/V_{MODE_H}controlled transitions

have V_{SYNCD_HYST}hysteresis

V_{MODE_L}

GND

Below V_{MODE_L}, Auto

Mode operation

图8-2. 电平相关模式选择设置

请注意，在压降运行期间，输入电压接近 VCC。由于这种情况通常在压降运行期间出现，因此频率通常会折返并

且展频会停用。当 VIN 增大且器件不再处于频率折返状态时，展频将重新激活。当输入电压为 3V 至 3.7V 且

LMQ62440-Q1 不处于压降运行状态时，无法保证展频运行。

电平相关MODE/SYNC 引脚控制的目的之一是在FPWM 和自动模式之间动态切换。为确保MODE/SYNC 接地电

阻< R_{SYNC_L}，建议使用6kΩ 接地。MODE/SYNC 引脚随后可在FPWM 和自动模式之间切换，如表8-1 所示。

如果需要无展频运行的自动模式，请通过一个 100kΩ 电阻器将 MODE/SYNC 引脚接地。无展频的自动模式是一

个固定选项，无法动态更改模式。

8.3.2.2 脉冲相关MODE/SYNC 引脚控制

大多数需要 LMQ62440-Q1 提供多种运行模式的系统由微处理器等数字电路控制。这些系统可以轻松生成动态信

号，但难以生成多级信号。脉冲相关MODE/SYNC 引脚控制对这些系统很有用。

要启动脉冲相关 MODE/SYNC 引脚控制，必须施加有效的同步信号。在有效同步脉冲序列中完成第四个脉冲后，

SYNC 模式引脚将以脉冲相关 MODE/SYNC 控制模式运行，如图 8-3 和图 8-4 所示。返回电平相关 MODE/

SYNC 控制的唯一方法是重新启动LMQ62440-Q1。

SYNC/MODE enters Pulse

< t_SYNC

Dependent mode, Spread

spectrum turns on, and part

will synchronize clock if

pulse train continues to

pulse number 2048.

< t_SYNC

FPWM Mode

Pulse 3

Pulse 4

Pulse 1

Pulse 2

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

> t_{PULSE_L}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

> t_{PULSE_H}

> t_{PULSE_L}

< t_SYNC

> t_{PULSE_H}

> t_{PULSE_L}

< t_SYNC

> t_{PULSE_H}

> t_{PULSE_L}

< t_SYNC

> t_{PULSE_H}

图8-3. 从FPWM 模式转换到脉冲相关控制

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SYNC/MODE enters Pulse

Dependent mode, Spread

spectrum turns on, and part

will synchronize clock if

pulse train continues to

pulse number 2048.

< t_SYNC

Pulse 2

Pulse 1

Pulse 4

Pulse 3

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

Auto Mode

> t_{PULSE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

图8-4. 从自动模式转换到脉冲相关控制

启动脉冲相关MODE/SYNC 控制后，表8-2 汇总了脉冲相关模式选择设置。

表8-2. 脉冲相关模式选择设置

MODE/SYNC 输入

> V_{MODE_H}

模式

带展频的FPWM

带展频的自动模式

< V_{MODE_L}

无展频的SYNC 模式

无展频的FPWM

同步时钟

> V_{MODE_H}和双脉冲（图8-6）

< V_{MODE_L}和双脉冲（图8-7）

无展频的自动模式

图 8-5 显示了在脉冲相关 MODE/SYNC 控制下自动模式和 FPWM 模式之间的转换。LMQ62440-Q1 在时间

t_MODE之后转换为新的运行模式。

Transition to new mode of operation

starts, spread spectrum turns on

> t_MODE

FPWM Mode

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

Auto Mode

图8-5. 自动模式和FPWM 模式之间的转换

在自动模式和 FPWM 模式下，两个正向脉冲可用于关闭展频。两个正脉冲必须与有效同步信号的特性一致。以下

四个图（图8-6 至图8-9）全部显示的是导致展频关闭的波形。更多有关时序规格的信息，请参阅节7.5。

t_MODE

Spread spectrum turns off

< t_SMYO

NDCE

< t_SYNC

FPWM Mode

Pulse 1

Pulse 2

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

Now FPWM Mode, Spread Spectrum off

> t_{PULSE_L}

< t_SYNC

> t_{PULSE_H}

> t_SYNC

> t_{PULSE_L}

>>t_Pt_USLY

SNEC_H

> t_{PULSE_L}

< t_SYNC

< t_MODE

图8-6. 在FPWM 模式下禁用展频

< t_SYNC

t_MODE

Pulse 2

Pulse 1

Spread spectrum turns off

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

Now Auto Mode, Spread Spectrum off

Auto Mode

< t

< t_MODE

SYNC

图8-7. 在自动模式下禁用展频

< t_SYNC

t_MODE

Spread spectrum turns off,

Mode changes to Auto

Pulse 2

FPWM Mode

Pulse 1

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_MSYONDCE

> t_{PULSE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

Now Auto Mode, Spread Spectrum off

>>t_Pt_{USLYSNEC_L}

图8-8. 从FPWM 模式转换到自动模式时禁用展频

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< t_SYNC

t_MODE

Spread spectrum turns off,

now in FPWM mode

Pulse 2

Pulse 1

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

Now FPWM Mode, Spread Spectrum off

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

Auto Mode

> t_{PULSE_L}

图8-9. 从自动模式转换到FPWM 模式时禁用展频

要进入SYNC 模式，有效的同步信号必须持续存在2048 个周期。请参阅节8.3.3 以了解更多信息。

如果 MODE/SYNC 电压保持恒定的时间大于 t_MODE，则 LMQ62440-Q1 将进入自动模式或 FPWM 模式。此时，

展频打开，而MODE/SYNC 在脉冲相关模式下运行。

t_MODE

Now Auto Mode, Spread Spectrum on

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

图8-10. 从SYNC 模式转换到自动模式

t_MODE

< t_SYNC

Now FPWM Mode, Spread Spectrum on

V_{MODE_H}

V_{MODE_L}

> t_{PULSE_H}

< t_SYNC

> t_{PULSE_L}

图8-11. 从SYNC 模式转换到FPWM 模式

8.3.3 时钟锁定

一旦检测到有效的同步信号，就会启动时钟锁定程序。LMQ62440-Q1 器件通过 MODE/SYNC 引脚接收此信号。

在大约2048 个脉冲之后，时钟频率完成到同步信号频率的平稳过渡，而不会出现输出变化。请注意，频率突然调

整时，相位保持不变，因此默认频率下运行与同步频率下运行之间的时钟周期为中间长度。这可以消除非常长或

非常短的脉冲。频率调整后，相位会在几十个周期内进行调整，以便上升同步边沿与上升的 SW 节点脉冲相对

应。请参阅图8-12。

Pulse

~2048

Pulse

~2049

Pulse

~2050

Pulse

~2051

Pulse 1

Pulse 2

Pulse 3

Pulse 4

V_SYNCDH

V_SYNCDL

Synchronization

signal

Spread Spectrum is on between pulse 1 and pulse 2048,

there is no change to operating frequency. At pulse 4,

the device transitions from Auto Mode to FPWM.

Also clock frequency matches the

synchronization signal and phase

locking begins

Phase lock achieved, Rising edges

align to within approximately 45 ns,

no spread spectrum

On approximately pulse 2048, spread

spectrum turns off

SW Node

VIN

GND

图8-12. 同步过程

另请注意，LMQ62440-Q1 在同步脉冲中的第一个边沿之后打开展频。请参阅节6 中的MODE/SYNC 引脚说明。

在大约第2048 个脉冲上调整频率后，展频关闭。最后，如果器件由于输入电压过低或过高或在电流限制期间以较

低的频率运行，则在导致低频运行的条件被消除之前，不会发生频率锁定。

8.3.4 PGOOD 输出运行

实现了 PGOOD 功能以替代分立式复位器件，从而减少 BOM 数量并降低成本。当反馈电压超出指定的 PGOOD

阈值时，PGOOD 引脚电压变为低电平（请参阅节 7.10 中的“PGOOD 阈值”）。这可能发生在电流限制和热关

断情况下，以及处于禁用状态和正常启动期间。干扰滤波器可防止在输出电压的短时偏移（例如在线路和负载瞬

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态期间）时出现错误标志。持续时间少于 t_{PGDFLT_FALL}的输出电压偏移不会触发电源正常标志。通过参考图

8-13，可以更好地理解电源正常运行。

电源正常输出包含一个开漏 NMOS，需要一个外部上拉电阻连接到合适的逻辑电源或V_OUT。当EN 拉低时，标志

输出也被强制为低电平。在EN 为低电平时，只要输入电压为≥1V（典型值），电源正常输出就保持有效。

Output

Input

Voltage

Input Voltage

t_PGDFLT(fall)

t_PGDFLT(rise)

t_PGDFLT(fall)

V_{PGD_HYST}

t_PGDFLT(fall)

V_{PGD_UV}(falling)

V_{IN_OPERATE}(rising)

V_{IN_OPERATE}(falling)

V_{IN(PGD_VALID)}

GND

< 18 V

PGOOD

Small glitches

do not cause

PGOOD to

PGOOD may

not be valid if

input is below

V_{IN(PGD_VALID)}

Small glitches do not

reset t_PGDFLT(rise)timer

PGOOD may not

be valid if input is

below V_{IN(PGD_VALID)}

Startup

delay

signal a fault

图8-13. PGOOD 时序图（不包括OV 事件）

表8-3. 导致PGOOD 发出故障信号（拉至低电平）的条件

故障条件结束（在此之后，必须经过t_PGDFLT(rise)才能释放PGOOD 输出）

故障条件启动

(1)

稳压输出电压：

V_OUT-target× (PGD_UV+ PGD_HYST) < V_OUT< V_OUT-target× (PGD_OV

-

V_OUT< V_OUT-target× PGD_UV且t > t_PGDFLT(fall)

PGD_HYST)（请参阅节7.10 中的“PGOOD 阈值”）

V_OUT> V_OUT-target× PGD_OV且t > t_PGDFLT(fall)

T_J> T_{SD_R}

稳压输出电压

T_J< T_{SD_F}且稳压输出电压

EN > V_ENRising 且稳压输出电压

V_CC> V_{CC_UVLO}且稳压输出电压

EN < V_ENFalling

V_CC< V_{CC_UVLO}- V_{CC_UVLO_HYST}

(1) 作为额外的运行检查，PGOOD 在软启动期间保持低电平，这定义为直到达到完整输出电压或者自启动以来经过t_SS2（以较小者为

准）。

8.3.5 内部LDO、VCC UVLO 和BIAS 输入

VCC 引脚是内部 LDO 的输出，用于为器件的控制电路供电。标称输出为 3V 至 3.3V。BIAS 引脚是内部 LDO 的

输入端。该输入端可连接到 V_OUT以提供尽可能低的输入电源电流。如果 BIAS 电压低于 3.1V，则 VIN1 和 VIN2

直接为内部LDO 供电。

为了防止不安全运行，VCC 具有 UVLO，可在内部电压过低时防止进行开关操作。请参阅节 7.5 中的 V_{CC_UVLO}

和V_{CC_UVLO_HYST}。请注意，这些UVLO 值和LDO 的压降用于推导最小V_{IN_OPERATE}和V_{IN_OPERATE_H}值。

8.3.6 自举电压和V_CBOOT-UVLO（CBOOT 引脚）

高侧 (HS) 开关的驱动器需要高于 V_IN的偏置。连接在 CBOOT 和 SW 之间的电容器 CBOOT 用作电荷泵，用于

将 CBOOT 引脚上的电压升压到 SW+VCC。器件裸片上集成了一个自举二极管，以更大限度地减少外部元件数

量。建议使用额定电压为10V 或更高的 100nF 电容器。V_{BOOT_UVLO}阈值（典型值 2.1V）旨在保持 HS 开关正常

运行。如果 CBOOT 电容器电压降至 V_{BOOT_UVLO}以下，则器件会在尝试打开 HS 开关之前启动一个打开低侧开

关的充电序列。

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8.3.7 SW 节点压摆率可调

为了在效率方面优化 EMI，该器件旨在于高侧 FET 导通期间通过电阻器选择高侧 FET 驱动器的强度。请参阅图

8-14。通过 RBOOT 引脚消耗的电流（虚线环路）被放大并通过 CBOOT 消耗（虚线）。该电流用于导通高侧电

源MOSEFT。

VIN

VCC

CBOOT

HS FET RBOOT

HS

Driver

SW

LS FET

图8-14. 显示RBOOT 功能的简化电路

由于 RBOOT 对 CBOOT 短路，因此上升时间非常短。因此，直到高于 150MHz 时，SW 节点谐波才会“滚

降”。100Ω的启动电阻对应于大约2.7ns 的SW 节点上升，该100Ω启动电阻实际上消除了SW 节点过冲。在

大多数情况下，这种较长的上升时间使 SW 节点谐波中的能量都能在 100MHz 附近滚降。滚降谐波可以消除许多

应用中对屏蔽和共模扼流圈的需求。请注意，上升时间随着输入电压的增加而延长。随着 RBOOT 电阻升高，存

储电荷产生的噪声也显著降低。采用较低压摆率切换也会降低效率。

8.3.8 展频

展频由引脚控制。展频的目的是通过在比具有固定频率运行的器件更宽的频率范围内分散这些发射来消除特定频

率下的峰值发射。在包含芯片的大多数系统中，可以轻松过滤开关频率前几个谐波的低频传导发射。更困难的设

计标准是减少 FM 频带中较高谐波的发射。这些谐波通常通过开关节点和电感器周围的电场耦合到环境中。该器

件使用 ±2% 的频率展频，该展频在 FM 和 TV 频带内平滑传播能量，但足够小，能够将次谐波发射限制在器件开

关频率以下。器件开关频率下的峰值发射仅略微降低不到1dB，而FM 频带中的峰值通常降低超过6dB。

该器件使用基于线性反馈移位寄存器 (LFSR) 的逐周期跳频方法。这款智能假随机发生器可限制逐周期频率变化，

从而限制输出纹波。假随机模式以低于1.5Hz 的频率重复，该频率低于音频频带。

展频仅在器件时钟以其固有频率自由运行时才可用。以下任一条件都会覆盖展频，从而将其关闭：

• 时钟在压降期间变慢。

• 在自动模式下，时钟在轻负载时变慢。在FPWM 模式下，即使没有负载，展频也处于活动状态。

• 在高输入电压/低输出电压比条件下，当器件以最短导通时间运行时，内部时钟会变慢，从而禁用展频。请参阅

节7.6。

• 该时钟与外部时钟同步。

8.3.9 软启动和从压降中恢复

该器件使用基于基准的软启动，可防止启动期间输出电压过冲和大浪涌电流。软启动由以下任一条件触发：

• 为IC 的VIN 引脚供电，释放UVLO。

• 使用EN 打开器件。

• 从断续等待期恢复。

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• 由于过热保护而从关断状态恢复。

触发软启动后，IC 将执行以下操作：

• IC 用来调节输出电压的基准缓慢升高。最终结果是，输出电压需要t_SS达到所需值的90%。

• 工作模式设置为自动，从而激活二极管仿真。这样在输出端已存在电压时，无需将输出拉低即可启动。

总之，这些操作可在浪涌电流受限的情况下实现启动，还允许使用更大的输出电容器和更高的负载条件，从而使

电流在启动期间接近电流限值而不会触发断续。请参阅图8-15。

If selected, FPWM

is enabled after

regulation but no

later than t_SS2

If selected, FPWM

is enabled after

regulation but no

later than t_SS2

Triggering event

t_EN

t_SS

t_EN

t_SS

V

V_EN

V_OUTSet

Point

V_OUTSet

Point

V_OUT

90% of

V_OUTSet

Point

90% of

V_OUTSet

Point

t

0 V

Time

t_SS2

软启动运行时，输出电压可以从0V 开始，如左侧曲线所示；也可以从已存在的电压开始，如右图所示。无论哪种情况，输出电压必须在

软启动后的t_SS时间达到所需值的10% 以内。软启动期间，FPWM 和断续模式处于禁用状态。一旦输出达到稳压或t_SS2（以先发生的时

间为准），断续和FPWM 模式均会启用。

图8-15. 软启动运行

只要输出电压下降超过几个百分点，输出电压就会缓慢升高。这种情况称为从压降中恢复，与软启动的区别主要

体现在三个方面：

• 基准电压设置为比实现当前输出电压所需的值高出大概1%。

• 如果输出电压低于其设定点的0.4 倍，则允许断续。请注意，压降调节期间会抑制断续。

• 从压降中恢复期间允许FPWM 模式。如果输出电压突然被一个外部电源上拉，该器件可在输出端下拉。

尽管这称为从压降中恢复，但只要输出电压降至比设定点低几个百分点，此功能就会激活。这主要在以下条件下

发生：

• 压降：当输入电压不足以生成所需的输出电压时

• 过流：当发生严重程度不足以触发断续模式的过流事件时

V

V_IN

Slope

V_OUT

V_OUTSet

Point

the same

as during

soft start

t

Time

无论是由于高负载还是低输入电压导致输出电压下降，一旦导致输出降至其设定点以下的条件消除，输出就会以与启动期间相同的速度爬

升。尽管不会由于压降而触发断续，但如果输出电压低于输出设定点的0.4 倍且持续时间超过128 个时钟周期，则原则上可以在恢复期

间触发断续。

图8-16. 从压降中恢复

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V_OUT

(2 V/DIV)

I_INDUCTOR

(1 A/DIV)

V_IN

(5 V/DIV)

Time (2 ms/DIV)

图8-17. 从压降中恢复（V_OUT= 5V，I_OUT= 4A，V_IN= 13.5V 至4V 至13.5V）

8.3.10 输出电压设置

反馈电阻分压器网络来设置输出电压电平。请参阅图8-18。

V_OUT

R_FBT

FB

R_FBB

AGND

图8-18. 设置可调版本的输出电压

该器件为反馈(FB) 引脚提供1V 基准电压。FB 引脚电压由内部控制器调节为与基准电压相同。然后通过电阻分压

器的比率设置输出电压电平。公式 3 可用于确定所需输出电压的 R_FBB和给定 R_FBT。R_FBT通常介于 10kΩ 和

1MΩ之间。建议R_FBT为100kΩ，与1MΩ相比可提高抗噪性能，与较低电阻值相比可降低电流消耗。

R_FBT

R_FBB

=

V_OUTÅ 1

(2)

此外，可能需要一个与R_FBT并联的前馈电容器C_FF来优化瞬态响应。

8.3.11 过流和短路保护

该器件通过针对高侧和低侧MOSFET 的逐周期电流限制在过流情况下得到保护。

高侧MOSFET 过流保护是通过峰值电流模式控制的特性来实现的。当高侧开关在较短的消隐时间后导通时，将检

测到高侧开关电流。在每个开关周期，将高侧开关电流与固定电流设定点的最小值，或与电压调节环路的输出减

去斜率补偿之后的值进行比较。由于电压环路具有最大值并且斜率补偿随占空比增加，因此当占空比高于 35%

时，高侧电流限值会随着占空比的增加而减小。

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当低侧开关接通时，也会检测和监控开关电流。与高侧器件一样，低侧器件会根据电压控制环路低侧电流限值的

命令关断。如果低侧开关电流在开关周期结束时高于 I_{LS_Limit}，则开关周期会延长，直到低侧电流降至限值以下。

一旦低侧电流降至其限值以下，低侧开关就会关断，并且只要自高侧器件上次导通后至少经过一个时钟周期，高

侧开关就会再次导通。

V_SW

V_IN

t_ON< t_{ON_MAX}

0

t

Typically, t_SW> Clock setting

i_L

I_L-HS

I_L-LS

I_OUT

t

0

图8-19. 电流限值波形

由于电流波形假定值介于 I_L-HS和 I_L-LS之间，因此最大输出电流非常接近这两个值的平均值。使用了迟滞控制，

并且当输出电压接近零时，电流不会增加。

如果存在极端过载情况，该器件会采用断续过流保护，并且在连续128 个开关周期内满足以下条件：

• 输出电压低于输出电压设定点的约0.4 倍。

• 自软启动开始以来，经过了大于t_SS2的时间；请参阅节8.3.9。

• 该器件不在压降下运行，表明具有最短关断时间受控占空比。

在断续模式下，器件会自行关断，并在 t_W后尝试软启动。断续模式有助于在严重过流和短路情况下降低器件功

耗。请参阅图8-20。

一旦消除过载，器件就会像在软启动中一样恢复；请参阅图8-21。

V_OUT

(500 mV/DIV)

(2 V/DIV)

I_INDUCTOR

(2 A/DIV)

Time (20 ms/DIV)

图8-20. 断续期间的电感器电流突发

图8-21. 短路恢复

8.3.12 热关断

当 IC 结温超过 165°C（典型值）时，热关断通过关闭内部开关来防止器件达到极端结温。低于 158°C 时不会触

发热关断。发生热关断后，迟滞会阻止器件开关，直到结温降至约 155°C。当结温降至低于 155°C（典型值）

时，器件会尝试软启动。

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当器件由于结温过高而关断时，继续向 VCC 供电。为了防止由于对 VCC 施加短路而导致过热，为 VCC 供电的

LDO 降低了电流限制，而器件因高结温而被禁用。在热关断期间，VCC 电流限制降至几毫安。

8.3.13 输入电源电流

该器件设计为在调节轻负载时具有非常低的输入电源电流。这是通过从输出端为大量内部电路供电来实现。BIAS

引脚是 LDO 的输入端，可为大多数控制电路供电。通过将 BIAS 输入引脚连接到稳压器的输出端，可从输出端汲

取少量电流。该电流在输入端按V_OUT/V_IN的比率降低。

Output Voltage

I_{Q_ VIN}= I_Q+I_EN+ I

+I_div

IAS

(

)

B

h_effìInput Voltage

(3)

其中

• I_{Q_VIN}是空载时运行（开关）降压转换器消耗的电流。

• I_Q是从V_IN端子汲取的电流。请参阅节7.5 中的I_Q。

• I_EN是EN 端子汲取的电流。如果EN 连接到VIN，则包括该电流。请参阅节7.5 中的I_EN。请注意，如果连接

到低于5V 的电压，则该电流会降至非常低的值。

• I_BIAS是BIAS 输入汲取的偏置电流。请参阅节7.5 中的I_BIAS。

• I_div是用于设置输出电压的反馈分压器汲取的电流。

• η_eff是降压转换器的轻负载效率，从降压转换器的输入电流中移除了I_{Q_VIN}。η_eff= 0.8 是一个可在正常运行

条件下使用的保守值。

8.4 器件功能模式

8.4.1 关断模式

器件的 EN 引脚可提供电气开/关控制功能。当 EN 引脚电压低于 0.4V 时，转换器和内部 LDO 均无输出电压，器

件处于关断模式。在关断模式下，静态电流降至0.6µA（典型值）。

8.4.2 待机模式

内部 LDO 的 EN 阈值低于转换器的输出。当 EN 引脚电压高于 1.1V（最大值）且低于输出电压的精密使能阈值

时，内部 LDO 将 VCC 电压稳定在 3.3V（典型值）。一旦 VCC 高于其 UVLO，精密使能电路就会导通。除非

EN 引脚上的电压超过其精密使能阈值，否则 SW 节点的内部功率 MOSFET 将保持关断状态。该器件还采用

UVLO 保护。如果VCC 电压低于其UVLO 电平，则转换器的输出将关闭。

8.4.3 工作模式

只要 EN 引脚电平比 V_EN、V_IN足够高，满足了 V_{IN_OPERATE}要求，并且不存在其他故障条件，该器件就处于工作

模式。使之工作的最简单方法是将EN 引脚连接到 V_IN，这样可以在施加的输入电压超过最小V_{IN_OPERATE}时实现

自启动。

在工作模式下，根据负载电流、输入电压和输出电压，器件有六种工作模式：

• 连续导通模式(CCM)：负载电流大于电感器电流纹波的一半时，开关频率固定。

• 自动模式- 轻负载运行：在超轻负载下开关频率降低时为PFM。

• FPWM 模式- 轻负载运行：负载电流低于电感器电流纹波的一半时为断续导通模式(DCM)。

• 最短导通时间：在高输入电压、低输出电压下，开关频率会降低以保持稳压。

• 压降模式：降低开关频率以更大限度地减小压降时采用该模式。

8.4.3.1 CCM 模式

有关器件的以下运行说明，请参阅节 8.2 和图 8-22 中的波形。在 CCM 中，该器件以变化的占空比 (D) 打开内部

高侧(HS) 和低侧(LS) NMOS 开关，从而提供稳定的输出电压。在HS 开关导通期间，SW 引脚电压 V_SW摆动至

大约 V_IN，电感器电流 I_L以线性斜率增加。HS 开关由控制逻辑关闭。在 HS 开关关闭时间 t_OFF，LS 开关打开。

电感器电流通过 LS 开关放电，这会强制 V_SW通过 LS 开关两端的压降摆动到地电位以下。转换器环路调节占空

比以保持恒定的输出电压。D 由HS 开关在开关周期内的导通时间定义：

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D = T_ON/ T_SW

(4)

在忽略损耗的理想降压转换器中，D 与输出电压成正比，与输入电压成反比：

D = V_OUT/ V_IN

(5)

t_ON

V_OUT

V_IN

V_SW

D =

≈

t_SW

V_IN

t_OFF

t_ON

0

t

- I_OUT‡R_DSLS

t_SW

i_L

I_LPK

I_OUT

I_ripple

t

0

图8-22. 连续导通模式(CCM) 下的SW 电压和电感器电流波形

8.4.3.2 自动模式- 轻负载运行

该器件在轻负载时有两种运行模式。一种称为自动模式运行，可在重负载和高效轻负载情况下实现正常电流模式

运行之间的无缝转换。另一种称为 FPWM 模式，即使在空载时也能保持满频率。器件以哪种模式运行取决于所采

用的出厂选项，请参阅节5。请注意，当频率与外部信号同步时，所有器件都以FPWM 模式运行。

在自动模式下，器件在负载低于大概十分之一的额定最大输出电流时采用轻负载运行。轻负载运行采用两种技术

来提高效率：

• 二极管仿真，支持DCM 运行

• 降频

请注意，虽然这两个特性相互配合来实现出色的轻负载运行，但它们是彼此独立的。

8.4.3.2.1 二极管仿真

二极管仿真可防止反向电流通过电感器，这需要较低的频率来调节给定的固定峰值电感器电流。二极管仿真还会

随着频率的降低而限制纹波电流。在峰值电流固定的情况下，随着输出电流降至零，频率必须降至接近零以保持

稳定。

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t_ON

V_OUT

V_IN

D =

V_SW

<

t_SW

V_IN

t_OFF

t_ON

t_HIGHZ

0

t

t_SW

i_L

I_LPK

I_OUT

0

t

在自动模式下，一旦SW 节点电流接近零，低侧器件就会关闭。因此，在运行二极管仿真时，一旦输出电流小于CCM 模式中电感器纹波

的一半，该器件就会以DCM 模式运行。

图8-23. PFM 运行

该器件在自动模式下具有最小峰值电感器电流设置。一旦电流在固定输入电压下降至低电平，导通时间恒定。然

后，通过调整频率来实现稳压。这种工作模式称为PFM 模式稳压。

8.4.3.2.2 降频

只要输出电压为高电平，该器件就会降低频率。只要内部信号 Comp 为低电平并且 FB 的稳压设定点与施加到FB

的电压之间存在偏差，就会启用此功能。最终结果是，在自动模式下轻负载运行时的输出阻抗比正常工作时大。

当器件完全空载时，输出电压必须大约为1% 高电平。

V_OUT

Current

Limit

1% Above

Set point

V_OUTSet

Point

I_OUT

Output Current

0

在自动模式下，一旦输出电流低于器件大概1/10 的额定电流，输出电阻会增加，以便在降压转换器完全空载时输出电压为1% 高电平。

图8-24. 自动模式下稳态输出电压与输出电流间的关系

在 PFM 模式下运行时，需要在输出电压上提供小幅的直流正偏移量来激活 PFM 检测器。PFM 中的频率越低，

V_OUT上所需的直流偏移量就越大。如果V_OUT上的直流偏移量不可接受，则可以在V_OUT或FPWM 模式下使用虚

拟负载来减少或消除此偏移量。

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8.4.3.3 FPWM 模式- 轻负载运行

与自动模式运行类似，轻负载运行期间的FPWM 模式运行也被选为出厂选项。

在FPWM 模式下，频率在轻负载时保持不变。为了保持频率，允许有限的反向电流流过电感器。反向电流受反向

电流限制电路限制，有关反向电流限制值，请参阅节7.5。

V_SW

t_ON

V_OUT

V_IN

D =

≈

t_SW

V_IN

t_OFF

t_ON

0

t

t_SW

i_L

I_LPK

I_OUT

0

I_ripple

t

在FPWM 模式下，即使I_OUT小于I_ripple的一半，也可实现连续导通(CCM)。

图8-25. FPWM 模式运行

对于所有器件，在FPWM 模式下，如果输出电压足够高，即使在轻负载时也能实现最短导通时间，则频率降低仍

然可用，从而在涉及上拉输出的故障期间实现良好的行为。

8.4.3.4 最短导通时间（高输入电压）运行

即使输入电压与输出电压比要求导通时间小于具有给定时钟设置的芯片的最短导通时间，器件也会继续调节输出

电压。这通过使用谷值电流控制来实现。补偿电路始终决定最大峰值电感器电流和最大谷值电感器电流。如果由

于任何原因超过谷值电流，则时钟周期会延长，直到谷值电流降至补偿电路确定的值以下。如果转换器未在电流

限制下运行，则最大谷值电流设置为高于峰值电感器电流，以防止使用谷值控制，除非无法仅使用峰值电流进行

调节。如果输入电压与输出电压比过高，即使电流超过补偿规定的峰值，高侧器件也无法足够快地关断以调节输

出电压。因此，补偿电路可降低峰值电流和谷值电流。一旦补偿电路选择了足够低的电流，谷值电流就会与补偿

电路所要求的电流相匹配。在这些条件下，低侧器件保持导通状态，并阻止下一个时钟周期启动，直到电感器电

流降至所需的谷值电流以下。由于导通时间固定为最小值，因此这种类型的运行与使用COT 控制方案的器件的运

行类似；请参阅图8-26。

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t_ON

V_OUT

V_IN

V_SW

D =

≈

t_SW

V_IN

t_ON= t_{ON_MIN}

t_OFF

0

t

- I_OUT‡R_DSLS

t_SW> Clock setting

i_L

I_OUT

I_ripple

I_LVLY

t

0

在谷值控制模式下，调节最小电感器电流，而不是峰值电感器电流。

图8-26. 谷值电流模式运行

8.4.3.5 压降

压降运行被定义为任何需要频率下降以实现所需占空比的输入/输出电压比。在给定的时钟频率下，占空比受最短

关断时间的限制。一旦达到该限值，如果保持时钟频率，输出电压将下降。该器件不允许输出电压下降，而是将

导通时间延长到时钟周期结束后，直至达到所需的峰值电感器电流。一旦达到峰值电感器电流或一旦经过大约

9µs 的预定最大导通时间t_{ON_MAX}，时钟就可以开始一个新的周期。因此，一旦由于存在最短关断时间，所需占空

比无法在所选时钟频率下实现，频率就会下降以保持稳定。如果输入电压足够低，即使在导通时间为 t_{ON_MAX}时

也无法调节输出电压，则输出电压会降至略低于输入电压 V_DROP1。有关从压降中恢复的更多信息，请参阅图

8-16。

V_DROP2if

frequency =

1.85 MHz

Input

Voltage

i_L

V_DROP1

Output

Voltage

Output

Setting

V_IN

0

Input Voltage

i_L

Frequency

Setting

I_OUT

~100kHz

0

V_IN

Input Voltage

输出电压和频率与输入电压间的关系：如果输入电压和输出电压设置之间的差异很小，IC 会降低频率以保持稳压。如果输入电压过低，

无法在大约110kHz 的频率下提供所需的输出电压，则输入电压会跟踪输出电压。

图8-27. 压降中的频率和输出电压

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t_ON

V_OUT

V_IN

V_SW

D =

≈

t_SW

t_OFF= t_{OFF_MIN}

V_IN

t_ON< t_{ON_MAX}

0

t

- I_OUT‡R_DSLS

t_SW> Clock setting

i_L

I_LPK

I_OUT

I_ripple

t

0

压降时的开关波形。电感器电流需要比正常时钟更长的时间才能达到所需的峰值。因此，频率会下降。该频率下降受到t_{ON_MAX}的限制。

图8-28. 压降波形

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9 应用和实施

备注

以下应用部分的信息不属于TI 组件规范，TI 不担保其准确性和完整性。客户应负责确定 TI 组件是否适

用于其应用。客户应验证并测试其设计，以确保系统功能。

9.1 应用信息

LMQ62440-Q1 直流/直流降压转换器通常用于将较高的直流电压转换为较低的直流电压，最大输出电流为 4A。在

400kHz 下使用 4 层 LMQ62440EVM，该器件可以在大概 95°C 的环境温度下维持 6A 持续负载；请参阅图 9-2。

如果环境温度为 105°C 且频率设置为 2.1MHz，则电流必须限制为 4A；请参阅图 9-2。以下设计过程可用于为

LMQ62440-Q1 选择元件。

9.2 典型应用

图9-1 显示了LMQ62440-Q1 的典型应用电路。该器件旨在各种外部元件和系统参数下正常工作。但是，内部补

偿针对特定的外部电感和输出电容进行了优化。表9-2 作为快速入门指南，提供了一些常见配置的典型元件值。

5 V to 36 V input

VIN1

VIN2

C_{IN_HF1}

C_{IN_HF2}

C_IN-BLK

PGND1

PGND2

PGOOD

BIAS

EN

R_PG

L1

Output

SW

MODE/SYNC

VCC

C_BT

C_OUT

R_FF

CBOOT

R_FBT

C_FF

RBOOT

FB

C_VCC

R_FBB

AGND

图9-1. 示例应用电路

表9-1. 详细设计参数

9.2.1 设计要求

表9-1 提供了详细设计过程示例的参数：

设计参数

输入电压

示例值

13.5V（5V 至36V）

8V 至18V

5V

恒定f_SW的输入电压

输出电压

0A 至4A

最大输出电流

开关频率

2.1MHz

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f_SW

表9-2. 典型外部组件值

R_FBT

(kΩ)

R_FBB(k

Ω)

R_BOOT

(Ω)

C_BOOT

(µF)

C_VCC

(µF)

V_OUT(V) L1 (µH)

C_FF(pF)

C_OUT（额定值）

R_FF(kΩ)

(kHz)

2100

400

3.3

5

1.5

8.2

1.5

8.2

100

43.2

24.9

0.1

0

1

10

4.7

22

1

3 × 22µF 陶瓷电容器

4 × 22µF 陶瓷电容器

2 × 22µF 陶瓷电容器

3 × 22µF 陶瓷电容器

100

2100

400

5

9.2.2 详细设计过程

以下设计过程适用于图9-1 和表9-1。

9.2.2.1 选择开关频率

选择开关频率时需权衡转换效率和整体解决方案尺寸。较低的开关频率意味着较小的开关损耗，通常会实现更高

的系统效率。不过，较高的开关频率允许使用较小的电感器和输出电容器，因此得到的设计更加紧凑。

在选择工作频率时，最重要的考虑因素是热限制。此约束通常决定频率选择。对于运行频率为 400kHz 的电路，

请参阅图 9-2；对于运行频率为 2.1MHz 的电路，请参阅图 9-3。这些曲线显示了给定环境温度下、给定开关频率

下可支持的输出电流大小。请注意，功率耗散取决于布局，因此虽然这些曲线是一个良好的起点，但任何设计中

的热阻都将不同于用于生成图 9-2 和图 9-3 的估算值。最大额定温度基于 100mm x 80mm 的 4 层 EVM PCB 设

计LMQ62440EVM。

130

125

120

115

110

105

100

95

135

125

115

105

95

85

V_IN= 13.5 V

V_IN= 16 V

V_IN= 24 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 16 V

V_IN= 24 V

75

90

85

65

3

3.2

3.4 3.6

Output Current (A)

3.8

4

2

2.5

3

Output Current (A)

3.5

4

snvs

f_SW= 400kHz

PCB R_θJA

25°C/W

=

V_OUT= 5V

f_SW= 2100KHz PCB R_θJA= 25°C/W

V_OUT= 5V

图9-3. 最高环境温度与输出电流间的关系

图9-2. 最高环境温度与输出电流间的关系

另外两个注意事项是器件在设置频率时必须保持的最大和最小输入电压。由于 LMQ62440-Q1 会在通常无法通过

最短导通时间或最短关断时间进行调节的条件下调整其频率，因此这些限制仅对于需要恒定频率运行的输入电压

很重要。

如果在高输入电压下不需要折返，请使用方程式6：

V_OUT

f_SW

G

V_IN(MAX2) ‡ t_{ON_MIN}(MAX)

(6)

如果需要考虑低输入电压下的折返问题，请使用方程式7：

V_INeff(MIN2) œ V_OUT

f_SW

≤

V_INeff(MIN2) ‡ t_{OFF_MIN}(MAX)

(7)

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其中：

V_INeff(MIN2) = V_IN(MIN2) œ I_OUT(MAX) ‡ (R_{DS(ON)_HS}(MAX) + DCR(MAX))

•

• DCR(MAX) = 电感器的最大DCR

• t_{OFF_MIN}(MAX) = 请参阅节7.5

• R_{DS(ON)_HS}(MAX) = 请参阅节7.5

第四个限制条件是 IC 的额定频率范围。请参阅节 7.5 中的 f_ADJ。在选择频率时，必须考虑上述所有限制条件：热

性能、V_IN(MAX2)、V_IN(MIN2) 和器件额定频率范围。

许多应用要求可以避开 AM 频带。这些应用往往以比 AM 频带低 400kHz 的频率或比 AM 频带高 2.1MHz 的频率

运行。在本例中，选择了400kHz。

9.2.2.2 设置输出电压

LMQ62440-Q1 的可调输出电压器件型号通过电阻分压器网络从外部调节。建议的输出电压范围如节7.3 所示。分

压器网络由 R_FBT和 R_FBB组成，并闭合输出电压与转换器之间的环路。转换器通过保持 FB 引脚上的电压与内部

基准电压V_REF相等来调节输出电压。分压器的电阻是噪声拾取过多和输出负载过大之间的折衷。较小的电阻值会

降低噪声灵敏度，但也会降低轻负载效率。R_FBT的建议值为 100kΩ，最大值为 1MΩ。如果为 R_FBT选择了

1MΩ，那么必须在此电阻器上使用前馈电容器来提供足够的环路相位裕度（请参阅节 9.2.2.10）。选择 R_FBT

后，根据方程式2 选择R_FBB。V_REF的标称值为1V。对于该5V 示例，选择R_FBT= 100kΩ且R_FBB= 24.9kΩ。

对于固定输出电压版本，FB 直接连接到输出电压节点，最好靠近输出电容器顶部。如果反馈点距离输出电容器较

远（即遥感），则检测点可能需要一个100nF 的小型电容器。

9.2.2.3 电感器选型

电感值和饱和电流是选择电感器的参数。电感值基于理想的纹波电流峰峰值得出，通常选择为最大输出电流的

20% 至 40% 范围。经验表明，对于具有固定输入电压的系统，电感纹波电流的最佳值为最大负载电流的 30%；

对于具有可变输入电压的系统，例如汽车中的 12 伏电池，则为 25%。请注意，当为最大负载远小于器件可用最

大值的应用选择纹波电流时，仍必须使用最大器件电流。方程式 8 可用于确定电感值。常数 K 是电感器电流纹波

的百分比。本例中选择了K = 0.25 并得出了大约2µH 的电感。选择的下一个标准值为1.5μF。

V_INÅ V_OUT

f_SW‡ K ‡ I_OUT(MAX)

V_OUT

V_IN

L=

‡

(8)

电感器的饱和电流额定值必须至少与高侧开关电流限制 I_L-HS相等（请参阅节 7.5）。这可确保即使在输出短路期

间电感器也不会饱和。当电感磁芯材料饱和时，电感下降到一个非常低的值，导致电感电流上升非常快。虽然谷

值电流限值 I_L-LS旨在降低电流耗尽的风险，但饱和电感器会使电流迅速上升到高电平。这可能会导致元件损坏；

请勿使电感器饱和。采用铁氧体磁芯材料的电感器具有非常硬的饱和特性，但通常比铁粉磁芯具有更低的磁芯损

耗。铁粉磁芯具有软饱和，允许在一定程度上放宽电感器的额定电流。但在通常高于 1MHz 的频率下，它们具有

更多的内芯损耗。在任何情况下，电感器饱和电流不得小于器件的高侧电流限制 I_L-HS（请参阅节 7.5）。为了避

免次谐波振荡，电感值不得小于方程式 9 中给出的值。最大电感值受到电流模式控制正确执行所需的最小电流纹

波的限制。作为经验法则，在正常情况下，最小电感器波纹电流必须不少于器件最大额定电流的约10%。

V_OUT

L ≥ 0.5 ‡

f_SW

(9)

方程式 9 假设本设计必须在输入电压接近或处于压降时运行。如果本设计的最低工作电压足够高，可将占空比限

制在40% 以下，方程式8 可用于代替方程式9。

请注意，如果选择大于使用方程式 8 和方程式 9 计算得出的最小电感的电感器，则会导致限制输出纹波所需的输

出电容减少，但需要更多的输出电容来管理大型负载瞬变。请参阅节9.2.2.4

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9.2.2.4 输出电容器选型

输出电容器的值和及其ESR 决定了输出电压纹波和负载瞬态性能。输出电容器通常由负载瞬态要求决定，而不是

由输出电压纹波决定。表9-3 可用于为一些常见应用查找输出电容器和C_FF选择。请注意，1kΩ的R_FF可与C_FF

串联使用，以进一步改善噪声性能。在此示例中，需要改善瞬态性能，将 2 个 47µF 陶瓷作为输出电容器，将

22pF 陶瓷作为C_FF。

表9-3. 建议的输出陶瓷电容器和C_FF值

3.3V 输出

5V 输出

陶瓷输出电容

频率

瞬态性能

C_FF

陶瓷输出电容

2.1MHz

400kHz

3 x 22µF

2 x 47µF

4 x 22µF

5 x 22µF

10pF

33 pF

4.7pF

33 pF

2 x 22µF

3 x 22µF

4 x 22µF

22pF

33 pF

10pF

33 pF

最小值

更好的瞬态

最小值

更好的瞬态

为了更大程度地减小陶瓷电容，可将低 ESR 电解电容器与最小陶瓷电容并联使用。表9-4 显示了使用电解电容器

时建议的输出陶瓷电容C_FF值，可以根据这些值开始设计输出电解电容器。

表9-4. 建议的电解和陶瓷电容器以及C_FF值

3.3V 输出

5V 输出

频率

瞬态性能

C_OUT

C_FF

C_OUT

C_FF

400kHz

10pF

33 pF

10pF

22pF

2 个22µF 陶瓷+ 1 个470µF 100mΩ电解

4 个22µF 陶瓷+ 2 个280µF 100mΩ电解

2 个22µF 陶瓷+ 1 个470µF 100mΩ电解

3 个22µF 陶瓷+ 1 个560µF 100mΩ电解

最小值

更好的瞬态

大多数陶瓷电容器提供的电容远小于电容器的额定值。务必检查所选的任何电容器的初始精度、温度降额和电压

降额。生成的表9-3 和表9-4 假定16V X7R 汽车级电容器的降额为典型降额。如果使用电压较低、非汽车级或额

定温度较低的电容器，则可能需要比所列数目更多的电容器。

9.2.2.5 输入电容器选择

除了提供纹波电流并将开关噪声与其他电路隔开之外，陶瓷输入电容器还为转换器提供了一个低阻抗源。该器件

的输入端需要最低10µF 的陶瓷电容。必须至少为应用所需的最大输入电压设置该额定值；该值最好为最大输入电

压的两倍。可以增大该电容以帮助降低输入电压纹波，并在负载瞬态期间保持输入电压。此外，必须在紧邻转换

器的每个输入/接地引脚对（VIN1/PGND1 和 VIN2/PGND2）使用一个小外壳尺寸的 100nF 陶瓷电容器。这为器

件内部的控制电路提供了高频旁路。这些电容器还可抑制 SW 节点振铃，从而降低 SW 节点上的最大电压和

EMI。两个100nF 电容器必须也具有 50V 的额定电压，并且具有X7R 或更好的电介质。VQFN-HR (RJR) 封装在

其两侧提供两个输入电压引脚和两个电源地引脚。这样可以拆分输入电容器，并针对内部功率 MOSFET 实现正确

放置，从而提高输入旁路的有效性。在此示例中，使用了两个 4.7μF 和两个 100nF 陶瓷电容器，每个 VIN/

PGND 位置各一个。也可以在封装的一侧使用单个10μF。

很多时候，最好且有必要在输入端使用与陶瓷电容器并联的电解电容器，使用长引线或布线将输入电源连接到转

换器时尤其如此。该电容器的中等 ESR 有助于抑制由长电源引线引起的输入电源上的任何振铃。使用这个额外的

电容器还有助于处理由具有异常高阻抗的输入电源引起的瞬时电压骤降。

大多数输入开关电流流经陶瓷输入电容器。该电流的近似最坏情况 RMS 值可根据方程式 10 进行计算，必须根据

制造商的最大额定值进行检查。

I_OUT

I_RMS

≈

2

(10)

9.2.2.6 BOOT 电容器

该器件需要一个自举电容器连接在CBOOT 引脚与SW 引脚之间。此电容器存储的能量用于为高侧功率MOSFET

的栅极驱动器供电。需要一个100nF 的优质(X7R) 陶瓷电容器，电压至少为10V。

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9.2.2.7 启动电阻器

可在 CBOOT 和RBOOT 引脚之间连接一个启动电阻器。除非 EMI 对于所设计的应用至关重要，否则会将这两个

引脚短接。这些引脚之间的 100Ω 电阻器可消除过冲。即使使用 0Ω，过冲和振铃也很小，如果输入电容器放置

正确，则小于 2V。一个 100Ω 的启动电阻器，对应于大约 2.7ns 的 SW 节点上升时间，并在 2MHz 时将效率降

低约0.5%。为了更大限度地提高效率，本示例选择了0Ω。在大多数情况下，选择一个大于100Ω的RBOOT 电

阻值是不可取的，因为由此产生的EMI 小幅改善不足以证明进一步降低效率是合理的。

9.2.2.8 VCC

VCC 引脚是内部 LDO 的输出，用于为转换器的控制电路供电。该输出需要在 VCC 和 AGND 之间连接一个

1µF、16V 陶瓷电容器，用于确保正常运行。通常，避免使用任何外部电路加载该输出。但是，该输出可用于为电

源正常功能提供上拉电阻（请参阅节 8.3.4）。在这种情况下，值为 100kΩ 的上拉电阻是一个不错的选择。请注

意，当 V_{EN_WAKE}< EN < V_EN时，VCC 将保持高电平。VCC 上的标称输出电压为 3.3V。请勿将该输出短接到地

或任何其他外部电压。

9.2.2.9 BIAS

由于本设计中V_OUT= 5V，因此BIAS 引脚连接到V_OUT以降低LDO 功率损耗。输出电压提供LDO 电流，而不是

输入电压。节省的功耗为 I_LDO× (V_IN– V_OUT)。当 V_IN>> V_OUT且工作频率较高时，功耗节省会更加显著。为避

免 V_OUT噪声和瞬变耦合到 BIAS，可以在 V_OUT和 BIAS 之间添加介于 1Ω 和 10Ω 之间的串联电阻。可以在

BIAS 引脚附近添加一个值为 1μF 或更高的旁路电容器以滤除噪声。注意，BIAS 引脚上允许的最大电压为

16V。

9.2.2.10 C_FF和R_FF选择

前馈电容器 C_ff用于改善具有低 ESR 输出电容器的电路的相位裕度和瞬态响应。由于此电容器可以将电路输出端

的噪声直接传导至 IC 的 FB 节点，因此必须将一个 1kΩ 电阻器 R_ff与 Cff 串联。如果输出电容的 ESR 零点低于

200kHz，则不应使用C_ff。

如果输出电压小于 2.5V，C_ff影响不大，因此可以忽略。如果输出电压大于 14V，则不得使用 C_ff，因为它会在较

高频率下引入过多增益。

9.2.2.11 外部UVLO

在某些情况下，需要一个与器件内部提供的输入 UVLO 电平不同的输入电平。这可以使用图 9-4 中所示的电路来

实现。器件导通时的输入电压被指定为 V_ON，而关断电压为 V_OFF。首先，R_ENB阻值在 10kΩ 至 100kΩ 的范围

内选择，然后使用方程式 12 计算 R_ENT和 V_OFF。R_ENB通常根据分压器必须消耗的电流来设置。可以使用方程式

11 来计算R_ENB。

V_EN‡ V_IN

I_DIVIDER‡ V_ON

R_ENB

=

(11)

V_IN

R_ENT

EN

R_ENB

AGND

图9-4. 使用EN 的UVLO

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V

^ONÅ 1

V_EN

‡ R_ENB

R_ENT

=

(1 Å V

)

V_OFF=V_ON

‡

EN-HYST

(12)

其中

• V_ON= V_IN导通电压

• V_OFF= V_IN关断电压

• I_DIVIDER= 分压器电流

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9.3 应用曲线

除非另有说明，否则以下条件适用：V_IN= 13.5V，T_A= 25°C。图9-1 显示了电路，表9-5 显示了相应BOM。

100

95

90

85

80

75

70

65

60

100

95

90

85

80

75

70

65

60

55

50

V_IN= 8 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

0.001

0.005

0.02 0.05 0.1 0.2

Output Current (A)

0.5

1

2

3 4

0

1

2

Output Current (A)

3

4

LM61

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

FPWM 模式

图9-5. LMQ62440-Q1 效率

图9-6. LMQ62440-Q1 效率

100

95

90

85

80

75

70

65

60

100

90

80

70

60

50

40

30

20

10

0

V_IN= 8 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

0.001

0.005

0.02 0.05 0.1 0.2

Output Current (A)

0.5

1

2

3 4

0

1

2

Output Current (A)

3

4

LM61

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

FPWM 模式

图9-7. LMQ62440-Q1 效率

图9-8. LMQ62440-Q1 效率

3.37

3.35

3.33

3.31

3.29

3.37

3.35

3.33

3.31

3.29

V_IN= 8 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

0

1

2

Output Current (A)

3

4

0

1

2

Output Current (A)

3

4

LM61

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

FPWM 模式

图9-9. LMQ62440-Q1 负载和线性调整率

图9-10. LMQ62440-Q1 负载和线性调整率

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5.11

5.09

5.07

5.05

5.03

5.01

4.99

4.97

5.11

5.09

5.07

5.05

5.03

5.01

4.99

4.97

4.95

V_IN= 8 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

V_IN= 12 V

V_IN= 13.5 V

V_IN= 24 V

4.95

0

1

2

Output Current (A)

3

4

0

1

2

Output Current (A)

3

4

LM61

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

FPWM 模式

图9-11. LMQ62440-Q1 负载和线性调整率

图9-12. LMQ62440-Q1 负载和线性调整率

3.5

6

5.5

3.25

3

5

4.5

4

2.75

2.5

3.5

3

I_OUT= 0.01 A

I_OUT= 3 A

I_OUT= 0.01 A

I_OUT= 3 A

3

3.25

3.5

3.75

4

Input Voltage (V)

4.25

4.5

4.75

5

4

4.2 4.4 4.6 4.8 5

Input Voltage (V)

5.2 5.4 5.6 5.8

6

SNVS

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

图9-13. LMQ62440-Q1 压降曲线

图9-14. LMQ62440-Q1 压降曲线

2.5E+6

2.25E+6

2E+6

2.5E+6

2.25E+6

2E+6

1.75E+6

1.5E+6

1.25E+6

1E+6

1.75E+6

1.5E+6

1.25E+6

1E+6

7.5E+5

5E+5

7.5E+5

5E+5

2.5E+5

0

2.5E+5

0

I_OUT= 3 A

3

3.5

4

Input Voltage (V)

4.5

5

5.5

6

Input Voltage (V)

6.5

7

SNVS

V_OUT= 3.3V

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

自动模式

图9-15. LMQ62440-Q1 频率压降曲线

图9-16. LMQ62440-Q1 频率压降曲线

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Time (400ns/DIV)

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

自动模式

V_OUT= 5V

I_OUT= 4A

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

自动模式

I_OUT= 100mA

图9-17. LMQ62440-Q1 开关波形和V_OUT纹波

图9-18. LMQ62440-Q1 开关波形和V_OUT纹波

V_OUT

(2 V/DIV)

I_INDUCTOR

(1 A/DIV)

V_PG

(5 V/DIV)

V_EN

(5 V/DIV)

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

FPWM 模式

Time (1 ms/DIV)

I_OUT= 2.5A 到短路

图9-20. LMQ62440-Q1 短路保护

V_OUT= 3.3V

I_OUT= 3.25 A

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

FPWM 模式

图9-19. LMQ62440-Q1 在3.25A 时启动

Time (10 ms/DIV)

Time (1.6 ms/DIV)

V_OUT= 5V

I_OUT= 短路

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

V_OUT= 5V

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

FPWM 模式

I_OUT= 短路到2.5A

图9-22. LMQ62440-Q1 短路性能

图9-21. LMQ62440-Q1 短路恢复

38

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V_OUT= 3.3V

F_SW= 400 kHz

V_IN= 13.5V

自动模式

V_OUT= 3.3V

I_OUT= 2A 至4A 至

2A

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

自动模式

T_R= T_F= 2µs

I_OUT= 2A 至4A 至

T_R= T_F= 2µs

2A

图9-23. LMQ62440-Q1 负载瞬态

图9-24. LMQ62440-Q1 负载瞬态

F_SW= 400 kHz

V_OUT= 5V

I_OUT= 5 A

V_OUT= 5V

I_OUT= 2A 至4A 至

2A

F_SW= 2100 kHz

V_IN= 13.5V

自动模式

测试频率：150 kHz 至30 MHz

T_R= T_F= 2µs

图9-26. 传导EMI 与CISPR25 限值（黄色：峰值信

号，蓝色：平均信号）

图9-25. LMQ62440-Q1 负载瞬态

V_OUT= 5V

F_SW= 400 kHz

I_OUT= 5 A

V_OUT= 5V

F_SW= 400 kHz

I_OUT= 5 A

测试频率：150 kHz 至30 MHz

测试频率：30 MHz 至108 MHz

图9-28. 辐射EMI 杆状与CISPR25 限值

图9-27. 传导EMI 与CISPR25 限值（黄色：峰值信

号，蓝色：平均信号）

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V_OUT= 5V

F_SW= 400 kHz

I_OUT= 5 A

V_OUT= 5V

F_SW= 400 kHz

I_OUT= 5 A

测试频率：30 MHz 至300 MHz

图9-29. 辐射EMI 双锥垂直与CISPR25 限值

图9-30. 辐射EMI 双锥水平与CISPR25 限值

V_OUT= 5V

F_SW= 400 kHz

I_OUT= 5 A

V_OUT= 5V

F_SW= 400 kHz

I_OUT= 5 A

测试频率：300 MHz 至1 GHz

图9-31. 辐射EMI 对数垂直与CISPR25 限值

图9-32. 辐射EMI 对数水平与CISPR25 限值

744316220

L=2.2µH

VIN

IN+

IN-

GND

C_F5=2.2uF

C_F6=2.2uF

C_F3=2.2uF

CF4= 2.2uF

C_F1=470nF

CF2=470nF

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 5V

I_OUT= 5 A

测试频率：150 kHz 至30 MHz

图9-33. 推荐的输入EMI 滤波器

图9-34. 传导EMI 与CISPR25 限值（黄色：峰值信

号，蓝色：平均信号）

40

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V_OUT= 5V

F_SW= 2.1MHz

I_OUT= 4A

F_SW= 2100 kHz

V_OUT= 5V

I_OUT= 5 A

测试频率：150 kHz 至30 MHz

测试频率：30 MHz 至108 MHz

图9-36. 辐射EMI Red 与CISPR25 限值

图9-35. 传导EMI 与CISPR25 限值（黄色：峰值信

号，蓝色：平均信号）

V_OUT= 5V

F_SW= 2.1MHz

I_OUT= 4A

V_OUT= 5V

F_SW= 2.1MHz

I_OUT= 4A

测试频率：30 kHz 至300 MHz

测试频率：30 MHz 至300 MHz

图9-37. 辐射EMI 双锥垂直与CISPR25 限值

图9-38. 辐射EMI 双锥水平与CISPR25 限值

V_OUT= 5V

F_SW= 2.1MHz

I_OUT= 4A

V_OUT= 5V

F_SW= 2.1MHz

I_OUT= 4A

测试频率：30 MHz 至1 GHz

测试频率：300 MHz 至1 GHz

图9-39. 辐射EMI 对数垂直与CISPR25 限值

图9-40. 辐射EMI 对数水平与CISPR25 限值

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74438356010

L=1µH

VIN

IN+

IN-

GND

C_F5=2.2uF

C_F6=2.2uF

C_F3=2.2uF

CF4= 2.2uF

C_F1=470nF

CF2=470nF

F_SW= 2100 kHz

图9-41. 推荐的输入EMI 滤波器

表9-5. 典型应用曲线的BOM

V_OUT

R_FBB

C_OUT

C_IN+ C_HF

2 x 4.7µF + 2 x 100nF

L

C_FF

频率

1.5µH (MAPI

4020HT)

3.3V

2100 kHz

3 x 22µF

22pF

43.2kΩ

24.9kΩ

1.5µH (MAPI

4020HT)

5V

2100 kHz

2 x 22µF

22pF

42

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10 电源相关建议

输入电源的特性必须符合本数据表中的节7.1 和节7.3。此外，输入电源必须能够向负载转换器提供所需的输入电

流。可以使用方程式13 来估算平均输入电流。

V_OUT‡ I_OUT

V_IN‡ ꢀ

I_IN=

(13)

其中

• η是效率

如果转换器通过长导线或PCB 布线连接到输入电源，则需要特别谨慎，以实现良好的性能。输入电缆的寄生电感

和电阻可能会对转换器的运行造成不良影响。寄生电感与低 ESR 陶瓷输入电容器相结合，可形成欠阻尼谐振电

路，从而在转换器或跳变 UVLO 的输入端产生过压瞬变。每当负载瞬变施加到输出时，寄生电阻都会导致 VIN 引

脚上的电压下降。如果应用的工作电压接近最小输入电压，此下降可能导致转换器暂时关断并复位。要解决此类

问题，最好的办法是缩短输入电源与转换器之间的距离，并将铝输入电容器与陶瓷电容器并联使用。此类电容器

的中等 ESR 有助于抑制输入谐振电路，并减少输入端的任何过冲或下冲。20µF 至100µF 范围内的值通常足以提

供输入抑制，并有助于在大负载瞬变期间保持输入电压稳定。

在某些情况下，转换器的输入端使用瞬态电压抑制器 (TVS)。一类此器件具有迅速反向特性（晶闸管类型）。不

建议使用具有此类特性的器件。当 TVS 触发时，钳位电压降至非常低的值。如果该电压小于转换器的输出电压，

则输出电容器通过器件向输入端放电。这种不受控制的电流会损坏TVS 并导致较大的输入瞬态。

输入电压不得低于输出电压。在这种情况下（例如输入短路测试），输出电容器通过器件的 VIN 和 SW 引脚之间

的内部寄生二极管放电。在这种情况下，电流会变得不受控制，从而可能损坏器件。如果认为这种情况很可能发

生，则必须在输入电源和输出之间使用一个肖特基二极管。

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11 布局

11.1 布局指南

任何直流/直流转换器的 PCB 布局对于实现设计的理想性能而言都至关重要。PCB 布局不良可能会破坏原本良好

的原理图设计的运行效果。即使转换器正确调节，PCB 布局不良也意味着稳健的设计无法大规模生产。此外，转

换器的 EMI 性能在很大程度上取决于PCB 布局。在降压转换器中，最关键的 PCB 功能是由一个或多个输入电容

器和电源地形成的环路，如图 11-1 所示。该环路承载大瞬态电流，在布线电感的作用下可能产生大瞬态电压。这

些不必要的瞬态电压会破坏转换器的正常运行。因此，该环路中的布线必须宽且短，并且环路面积必须尽可能小

以降低寄生电感。图11-2 展示了针对器件电路关键元件的建议布局。

• 将一个或多个输入电容器尽可能靠近输入引脚对放置：VIN1 连接到PGND1，VIN2 连接到PGND2。每对引

脚都相邻，简化了输入电容器的放置。采用VQFN-HR 封装时，封装任一侧都有两个VIN/PGND 对。这提供

了对称布局，有助于更大限度地减少开关噪声和EMI 的产生。使用较低层上的宽VIN 平面将两个VIN 对一同

连接到输入电源。

• 将VCC 的旁路电容器靠近VCC 引脚和AGND 引脚放置：必须使用短而宽的布线将该电容器连接到VCC 和

AGND 引脚。

• 为CBOOT 电容器使用宽布线：将CBOOT 电容器放置在尽可能靠近器件的位置，并使用短而宽的布线连接到

CBOOT 和SW 引脚。务必通过VIN2 和RBOOT 引脚之间的间隙在器件下方连接SW，从而减少SW 节点的

暴露面积。如果使用了RBOOT 电阻器，应尽可能将其靠近CBOOT 和RBOOT 引脚放置。如果需要高效率，

可将RBOOT 和CBOOT 引脚短接。该短接必须尽可能靠近RBOOT 和CBOOT 引脚。

• 将反馈分压器尽可能靠近器件的FB 引脚放置：将R_FBB、R_FBT和C_FF（如果使用）在物理上靠近器件放置。

通过R_FBB与FB 和AGND 的连接必须短且靠近器件上的这些引脚。到V_OUT的连接可能会更长一些。但是，

不得将这一条较长的布线布置在任何可能电容耦合到转换器反馈路径的噪声源（例如SW 节点）附近。对于固

定输出型号，FB 引脚必须直接连接到器件的输出端。

• IC 顶层下方的PCB 层必须是接地层：该层充当噪声屏蔽层和散热路径。使用直接挨着IC 的那一层，可以减

少输入环路中的输入环流的封闭面积，从而减少电感。

• 为V_IN、V_OUT和GND 提供宽路径：这些路径必须尽可能宽和直，以减少转换器输入或输出路径上的任何压

降，并更大限度地提高效率。

• 提供足够大的PCB 面积，以实现适当的散热：必须使铜面积足够大，以确保实现与最大负载电流和环境温度

相称的低R_θJA。使用2 盎司（不少于1 盎司）的铜制作PCB 顶层和底层。如果PCB 设计使用多个铜层（建

议），则散热过孔也可以连接到内层散热接地平面。请注意，该器件的封装通过所有引脚进行散热。除为避免

噪声而需要尽可能减小面积之外，所有引脚都必须使用宽布线。

• 保持较小的开关面积：保持SW 引脚与电感器之间的铜区域尽可能短且宽。同时，必须更大程度地减小此节点

的总面积，以帮助降低辐射EMI。

VIN1

VIN2

HS

FET

C_{IN_HF1}

C_{IN_HF2}

SW

LS

FET

PGND1

PGND2

图11-1. 输入电流环路

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11.1.1 接地及散热注意事项

如上所述，TI 建议使用一个中间层作为实心接地层。接地层可为敏感电路和布线屏蔽噪声，还可为控制电路提供

干净的基准电位。AGND 和PGND 引脚必须使用旁路电容器旁边的过孔连接到接地平面。PGND 引脚直接连接到

低侧 MOSFET 开关的源极，也直接连接到输入和输出电容器的接地端。PGND 网在开关频率下会产生噪声，会

因负载变化而反弹。PGND 布线以及 VIN 和SW 布线应限制在接地层的一侧。接地层另一侧的噪声要少得多，必

须用于敏感的布线。

TI 建议通过使用靠近接地的过孔和 V_IN连接到系统接地层或 V_IN自举来提供足够的器件散热，这两种方法都将散

热。系统接地平面顶层和底层的铜箔越厚，越利于散热。使用四层电路板，四层的铜厚（从顶层开始）依次为：

2oz/1oz/1oz/2oz。具有足够铜厚度和适当布局布线的四层电路板可实现低电流传导阻抗、适当的屏蔽和较低的热

阻。

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11.2 布局示例

GND POUR

VIAS to BIAS

VIA to Feedback

divider

V_OUT

C_OUT2

C_OUT1

GND POUR

INDUCTOR

Inductor

C_{IN_HF2}

C_{IN_HF1}

C_IN2

11

12

9

8

C_IN1

10

V_IN

7

V_IN

13

14

6

C_BOOT

1

2

3

4

5

R_BOOT

R_EN

IC

C_VCC

VCC

V_OUT

R_MODE

R_FBB

C_FF

GND POUR

R_FBT

GND POUR

R_FF

V_OUT

INNER GND PLANE œ LAYER 2

Top Trace/Pour

Inner GDN Plane

VIA to Signal Layer

VIA to GND

图11-2. 布局示例

46

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12 器件和文档支持

12.1 文档支持

12.1.1 相关文档

请参阅以下相关文档：

• 德州仪器(TI)，“设计高性能、低EMI 的汽车电源”应用报告

• 德州仪器(TI)，LMQ62440-Q1 EVM 用户指南

• 德州仪器(TI)，汽车双USB Type-C 充电端口（30W 功率）参考设计

• 德州仪器(TI)，“EMI 滤波器组件及其针对汽车直流/直流稳压器的非理想因素”技术简报

• 德州仪器(TI)，“AN-2020 热设计：学会洞察先机，不做事后诸葛”应用报告

• 德州仪器(TI)，“优化TPS54424/TPS54824 HotRod QFN 封装布局以改善热性能”应用报告

• 德州仪器(TI)，“AN-2162：轻松抑制直流/直流转换器中的传导EMI”应用报告

• 德州仪器(TI)，“采用直流/直流电源模块的实用性热设计”应用报告

12.2 接收文档更新通知

要接收文档更新通知，请导航至 ti.com 上的器件产品文件夹。点击订阅更新进行注册，即可每周接收产品信息更

改摘要。有关更改的详细信息，请查看任何已修订文档中包含的修订历史记录。

12.3 支持资源

TI E2E^™支持论坛是工程师的重要参考资料，可直接从专家获得快速、经过验证的解答和设计帮助。搜索现有解

答或提出自己的问题可获得所需的快速设计帮助。

链接的内容由各个贡献者“按原样”提供。这些内容并不构成 TI 技术规范，并且不一定反映 TI 的观点；请参阅

TI 的《使用条款》。

12.4 商标

Hotrod^™and TI E2E^™are trademarks of Texas Instruments.

所有商标均为其各自所有者的财产。

12.5 静电放电警告

静电放电(ESD) 会损坏这个集成电路。德州仪器(TI) 建议通过适当的预防措施处理所有集成电路。如果不遵守正确的处理

和安装程序，可能会损坏集成电路。

ESD 的损坏小至导致微小的性能降级，大至整个器件故障。精密的集成电路可能更容易受到损坏，这是因为非常细微的参

数更改都可能会导致器件与其发布的规格不相符。

12.6 术语表

TI 术语表

本术语表列出并解释了术语、首字母缩略词和定义。

13 机械、封装和可订购信息

下述页面包含机械、封装和订购信息。这些信息是指定器件可用的最新数据。数据如有变更，恕不另行通知，且

不会对此文档进行修订。有关此数据表的浏览器版本，请查阅左侧的导航栏。

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PACKAGE MATERIALS INFORMATION

www.ti.com

5-Jan-2021

TAPE AND REEL INFORMATION

*All dimensions are nominal

Device

Package Package Pins

Type Drawing

SPQ

Reel

A0

B0

K0

P1

W

Pin1

Diameter Width (mm) (mm) (mm) (mm) (mm) Quadrant

(mm) W1 (mm)

LMQ62440APPQRJRRQ1 VQFN-

HR

RJR

14

3000

330.0

12.4

3.8

4.3

1.15

8.0

12.0

Q2

LMQ62440BPPQRJRRQ1 VQFN-

HR

LMQ62440CPPQRJRRQ1 VQFN-

HR

Pack Materials-Page 1

PACKAGE MATERIALS INFORMATION

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5-Jan-2021

*All dimensions are nominal

Device

Package Type Package Drawing Pins

SPQ

Length (mm) Width (mm) Height (mm)

LMQ62440APPQRJRRQ1

LMQ62440BPPQRJRRQ1

LMQ62440CPPQRJRRQ1

VQFN-HR

RJR

14

3000

367.0

38.0

Pack Materials-Page 2

PACKAGE OUTLINE

RJR0014A

VQFN-HR - 1 mm max height

SCALE 3.200

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

4.1

3.9

A

B

PIN 1 INDEX AREA

3.6

3.4

0.1 MIN

(0.05)

SECTION A-A

SCALE 30.000

SECTION A-A

TYPICAL

1.0

0.8

C

SEATING PLANE

0.08 C

0.05

0.00

2X 0.625

2X 0.5

2X 0.55

2X 1.6

2X 0.45

0.4

0.3

C A B

0.7

0.5

(0.2) TYP

2X

6

0.1

0.05

C

9

0.35

0.25

5

0.45

0.35

A

2X 0.525

2X 1.15

A

SYMM

10

2.2 0.05

0.9

0.7

PIN 1

ID

2X

11

1

0.45

4X

0.35

14

0.45

0.35

0.6

0.4

0.1

C A B

C

2X

0.05

PKG

0.1

C A B

C

0.3

0.2

6X

0.05

0.45

0.35

0.6

0.4

2X

0.1

C A B

C

7X

0.05

0.1

C A B

C

0.05

4223976/E 03/2021

NOTES:

1. All linear dimensions are in millimeters. Any dimensions in parenthesis are for reference only. Dimensioning and tolerancing

per ASME Y14.5M.

2. This drawing is subject to change without notice.

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EXAMPLE BOARD LAYOUT

RJR0014A

VQFN-HR - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

2X (0.7)

PKG

2X (0.8)

(0.5)

14

2X

(0.35)

2X

(0.4)

2X

(0.4)

(0.625)

4X (1)

2X (1)

1

11

4X (0.4)

SEE SOLDER MASK

DETAIL

(2.4)

(0.3)

SYMM

(0.4)

10

(0.525)

(3.2)

(1)

(2.9)

(R0.05)

TYP

7X (0.7)

9

5

4X (R0.12)

6

6X (0.25)

(0.45)

(1.85)

LAND PATTERN EXAMPLE

EXPOSED METAL SHOWN

SCALE: 25X

0.07 MIN

ALL AROUND

0.07 MAX

ALL AROUND

METAL UNDER

SOLDER MASK

METAL EDGE

EXPOSED

METAL

EXPOSED

METAL

SOLDER MASK

OPENING

SOLDER MASK

OPENING

NON SOLDER MASK

SOLDER MASK DEFINED

DEFINED

(PREFERRED)

SOLDER MASK DETAIL

4223976/E 03/2021

NOTES: (continued)

3. This package is designed to be soldered to thermal pads on the board. For more information, see Texas Instruments literature

number SLUA271 (www.ti.com/lit/slua271).

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EXAMPLE STENCIL DESIGN

RJR0014A

VQFN-HR - 1 mm max height

PLASTIC QUAD FLATPACK - NO LEAD

PKG

(0.5)

14

2X (0.8)

2X (0.7)

2X

(0.35)

2X

(0.3)

(0.625)

2X

(0.4)

4X (1)

4X (0.35)

SYMM

EXPOSED METAL

TYP

2X (1)

1

11

2X (1.1)

(2.9)

(0.3)

2X (0.4)

10

(0.525)

(3.2)

EXPOSED

METAL

(0.35)

(1.65)

(R0.05)

TYP

7X (0.7)

9

5

4X (R0.17)

6

6X (0.25)

(0.45)

(1.85)

SOLDER PASTE EXAMPLE

BASED ON 0.1 mm THICK STENCIL

PADS 1, 5, 9 & 11:

90% PRINTED SOLDER COVERAGE BY AREA

SCALE: 25X

4223976/E 03/2021

NOTES: (continued)

4. Laser cutting apertures with trapezoidal walls and rounded corners may offer better paste release. IPC-7525 may have alternate

design recommendations.

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型号：	LMQ62440APPQRJRRQ1
厂家：	TEXAS INSTRUMENTS
描述：	汽车类 3V 至 36V、4A、低噪声固定频率同步降压转换器 \| RJR \| 14 \| -40 to 150 转换器
文件：	总55页 (文件大小：3599K)
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LMQ62440APPQRJRRQ1 [TI]

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