FAN302HLMY-F117 [ONSEMI]
mWSaver™ PWM控制器，适合低待机功耗电池充电器应用;
| 型号： | FAN302HLMY-F117 |
| 厂家： | 
ONSEMI |
| 描述： | mWSaver™ PWM控制器，适合低待机功耗电池充电器应用 电池 控制器 光电二极管 |
| 文件： | 总19页 (文件大小：789K) |
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FAN302HLMY-F117
适合低待机功耗电池充电器应用的 PWM 控制器 -
mWSaver™ 技术
特性
说明
FAN302HLMY-F117 先进 PWM 控制器大大简化了要求
对输出进行恒流调节的隔离电源的设计。输出电流可以利
用变压器初级端的信息进行精确估计，并通过一个内部补
偿电路进行控制。这消除了输出电流感应损耗，并省去了
所有的外部控制电路 (CC)。绿色模式功能在间歇模式下
具有极低的工作电流 (200µA)，将轻载效率最大化，符合
全世界的待机模式效率标准。
.
mWSaver™ 技术提供业内同级最佳的待机功耗
- 空载时超低功耗（230 VAC 时，低于 10 mW）
- 专有的 500V 高压 JFET 启动减少了启动电阻损耗
- 间歇模式下的低工作电流：最大值 350 µA
恒定电流 (CC) 控制（无二次反馈电路）
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
固定 PWM 频率 85 kHz，通过抖频降低 EMI
高压启动
集成保护包括双级别逐脉冲限流、过压保护 (OV P)、欠
压保护和过温保护 (OTP)。
低工作电流：3.5 mA
与传统的在次级端采用外部控制电路进行恒流调节相比，
FAN302HL-F117 可在降低总成本、元件数、尺寸以及重
量的同时提高效率、生产率和系统可靠性。
带斜率补偿的峰值电流模式控制
逐周期限流
VO
最大值
典型值
最低
V
DD 过压保护（自动重启）
VS 过压保护（闩锁模式）
DD 欠压锁定 (UVLO)
V
栅极输出最大电压箝位于 15 V
固定的过温保护（闩锁模式）
在 8 引线 SOIC 封装中可用
应用
IO
图 1. 典 型输出 V-I 特 征
.
移动电话、无绳电话、PDA 、数码相机、电动工具
的电池充电器
.
取代线性调节器和 RCC SMPS
订购信息
器 件 编 号
工 作 温 度 范 围
封 装
包 装 方 法
8 引脚，小尺寸集成电路 (SOIC)，JEDEC
MS-012，.150-英寸窄型
FAN302HLMY-F117
卷带和卷盘
-40 °C to +105 °C
© 2012 飞兆半导体公司
December-2017, Rev. 2
Publication Order Number:
FAN302HLMY-F 117CN/D
应用框图
CSN2 RSN2
VO
IO
LF1
LF3
+
VDL
-
DR
Bridge
CSN1
RSN1
NS
NP
CDL1
CDL2
CO2
CO1
Fuse
LF2
AC Line
RDM
DSN
RSTART
RGATE
RBias2
RBias
FAN302HLMY_F117
RF1
DDD
1
2
3
4
CS
8
7
6
5
HV
RBF
RFR
CFR
RVDD
GATE
VDD
VS
NC
NA
RS1
RS2
TL431
FB
RCS
GND
CDD
CFB
RF2
CS
图 2. 典 型 应 用
内部框图
HV
8
Latch-Off
Protection
OTP
VDD
VS OVP
PWM STOP
OVP
15V
S
R
Q
2
GATE
OVP
VPWM
VDD-OVP
OSC
VRESET
Latch-Off
Release
0.8V / 0.3V
…
VDD-LH
Error
AMP
Internal
Bias
IO
3
VDD
VEA.I
Estimator
Max.
Duty
Pattern
Generator
ZCF
PWM_I
2.5V
fOSC
Reduction
1
4
LEB
CS
VS
VRESET
VSAW
UVLO
PWM_V
VPWM
Slope
Compensation
VEA.V
VSH
16V/5V
S/H
VS OVP
ZCD
5V
2.8V
5
GND
200mV
Burst / Green
Mode
Controller
S/H = Sample and Hold
6
FB
2R
R
AV
图 3. 功 能 框 图
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2
标识信息
F- 飞兆标志
Z：装配工厂代码
X：年份编码
Y：周编码
TT：晶圆编码
T：M=SOIC
ZXYTT
FAN302H
LTPM
P：Y = 绿色封装
M：制造流程编码
图 4. 顶 标
引脚布局
CS
GATE
VDD
VS
HV
NC
FB
GND
图 5. 引 脚 配 置
引脚定义
引脚号 名 称
说 明
电 流检测。此引脚连接了一个电流检测电阻来检测 MOSFET 电流，为输出调节进行峰值电流模式控
制。电流检测信息还用于估计进行恒流调节的输出电流。
1
CS
2
3
4
5
栅极 PWM 信 号输出。此引脚采用内部图腾柱输出驱动器，用于驱动功率 MOSFET。内部箝位于 15 V。
VDD 电 源 。集成电路工作电流和 MOSFET 驱动电流通过此引脚提供。该引脚通常连接至外部 VDD电容器。
VS 电 压检测。该引脚根据辅助绕组电压检测输出电压信息和二极管电流放电时间。
GND 接 地
反 馈 。通常，光电耦合器连接至该引脚，以便为内部 PWM 比较器提供反馈信息。该反馈用于控制恒
压调节中的占空比。
6
FB
7
8
NC
未连接
HV 高 压 。该引脚连接至进行高压启动的直流母线。
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3
绝对最大额定值
应力超过绝对最大额定值，可能会损坏器件。在超出推荐的工作条件的情况下，该器件可能无法正常工作，所以不建议
让器件在这些条件下长期工作。此外，过度暴露在高于推荐的工作条件下，会影响器件的可靠性。绝对最大额定值仅是
应力规格值。
符 号
VHV
VVDD
VVS
VCS
VFB
PD
参 数
最 小 值 最 大 值
单 位
V
HV 引脚输入电压
直流电源电压(1,2)
VS 引脚输入电压
CS 引脚输入电压
FB 引脚输入电压
功耗 (TA= 25 °C)
热阻（结到空气）
热阻（结到外壳）
工作结温
500
30
V
-0.3
-0.3
-0.3
7.0
7.0
V
V
7.0
V
660
150
39
mW
°C/W
°C/W
°C
θJA
θJC
TJ
-40
-55
+150
+150
+260
TSTG
TL
存储温度范围
°C
引脚温度（波峰焊或 IR，10 秒）
°C
人体放电模型，JEDEC：
JESD22_A114
5000
1500
（HV 引脚除外）(3)
ESD
静电放电能力
V
元件充电模型，JEDEC：
JESD22_C101
（HV 引脚除外）(3)
注 意：
1. 测得的所有电压，除差模电压之外，都以 GND 引脚为参考点。
2. 若压力超过绝对最大额定值中所列的数值，可能会给器件造成不可修复的损坏。
3. ESD 额定值包括 HV 引脚：HBM=400 V, CDM=750 V。
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4
电气特征
除非另有说明，VDD= 15 V 且 TA= 25 °C。
符 号
HV 部 分
VHV-MIN
参 数
条 件
最小值 典型值 最大值 单位
50
V
HV 引脚的最小启动电压
来自 HV 引脚的电源电流
VHV = 100 V 且 VDD = 0 V
时，控制器关断
IHV
0.8
1.5
0.8
5.0
mA
VHV = 500 V、VDD = 15 V
（通过辅助电源导通控制器）
IHV-LC
来自 HV 引脚的漏电流
3.0
μA
V
DD 部 分
VOP
连续工作电压
导通阈值电压
关断阈值电压
闩锁关断释放阀值电压
启动电流
受 VDD 过压保护 (OVP) 限制
25
17
V
V
VDD-ON
VDD-OFF
VDD-LH
V
V
V
DD 上升
DD 下降
DD 下降
15
16
5.0
2.5
400
4.7
5.3
V
V
IDD-ST
IDD-OP
VDD = VDD-ON – 0.16 V
450
4.0
μA
V
DD = 18 V, f = fOSC
,
工作电源电流
3.5
mA
CGATE = 1 nF
IDD-BURST 间歇模式工作电源电流
VDD = 8 V, CGATE = 1 nF
f = 85 kHz
200
26.5
100
350
28.0
180
μA
V
VDD-OVP
V
V
DD 过压保护电平
25.0
82
tD-VDDOVP
DD 过压保护防延迟时间
μs
振 荡器部分
VCS = 5 V, VS = 2.5 V,
VFB = 5 V
中心频率
抖频范围
85
±3
88
fOSC
频率
kHz
连续导通模式 (CCM) 预防电路的最
小频率(4)
fOSC-CM-MIN
13
23
18
26
23
29
kHz
kHz
fOSC-CCM 恒流 (CC) 调节中的最小频率
VCS = 5 V, VS = 0 V
反 馈输入部分
AV
ZFB
FB 引脚的内部电压分压比(5)
1/3.5
38
1/3.0
42
1/2.5
44
V/V
kΩ
V
FB 引脚输入阻抗
VFB-OPEN
5.3
FB 引脚上拉电压
FB 引脚开路
间歇模式下用于禁用栅极驱动的 FB
阀值
V
FB 下降，VCS = 5 V、
VFB-L
1.2
1.3
1.4
1.5
1.6
1.7
V
V
VS = 0 V
间歇模式下用于启用栅极驱动的 FB
阀值
VFB 上升，VCS = 5 V、
VS = 0 V
VFB-H
过 温保护部分
TOTP
+130
+140
+150
过温保护 (OVP) 阀值
°C
接下页
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5
电气特征（接上页）
除非另有说明，VDD= 15 V 且 TA= 25 °C。
符 号
参 数
条 件
最小值 典型值 最大值 单位
电 压检测部分
ITC
偏置电流
VCS = 5 V
8.75
10.00
0.55
11.25
μA
VS 功率限制模式下，切换到二级逐脉冲限
流的采样电压(6)
VVS-CM-MIN
V
VVS-CM-MAX VS 切换回正常逐脉冲限流的采样电压(6)
0.75
2.15
V
V
VSN-CC
VSG-CC
恒流模式下开始降频的 VS 采样电压
恒流模式下停止降频的 VS 采样电压
VCS = 5 V、fS1 = fOSC-2 kHz
2.05
0.45
2.25
0.95
VCS = 5 V,
fS2 = fOSC-CCM +2 kHz
0.70
38
V
SG-CC = (fS1-fS2) /
SG-CC
恒流调节中降频斜率
30
46
kHz/V
(VSN-CC-VSG-CC
)
VVS-OFFSET ZCD 比较器内部偏置电压(6)
200
2.80
8
mV
V
VVS-OVP 通过 VS 采样电压进行输出过压保护
2.70
2.85
tVS-OVP
fOSC =85 kHz
输出过压保护防延迟时间
周期
电 流检测部分
VVR
恒流调节内部基准电压
2.475
2.405
2.500
2.430
2.525
2.455
V
V
用于恒流输出的 CS 脚内的误差放大器的电
压变化（恒流调节误差放大器的同相输入）
VCCR
VCS = 0.47 V
VVS = 0.3 V
VSTH
VSTH-VA
tPD
标准电流限制阀值电压
0.8
0.30
100
V
V
次级电流限制阀值电压，功率限制模式
(VS < VVS-CM-MAX
)
栅极输出关断延迟
150
630
200
ns
VCS = 5 V、VVS = 2.5 V、
VFB = 5 V（测试模式）
tMIN
最短导通时间
430
100
530
ns
tLEB
VSLOPE
栅 极部分
DMAX
前沿消隐时间(6)
斜率补偿(6)
150
0.3
ns
V
最大占空比
最大占空比
输出低电平
输出高电平
64
0
67
70
1.5
8
%
V
VGATE-L
VGATE-H
VDD =25 V, IO = 10 mA
VDD =8 V, IO = 1 mA
5
V
VGATE-H 输出高电平
VDD =5.5 V, IO = 1 mA
VDD =15 V, CGATE = 1 nF
VDD =15 V, CGATE = 1 nF
4.0
100
30
5.5
180
70
V
tr
tf
上升时间
下降时间
140
50
ns
ns
VGATE-
CLAMP
栅极输出箝位电压
VDD =25 V
13
15
17
V
注 意：
4. 当功率单元进入 CCM 运行模式时，会出现 fOSC-CM-MIN
5. V 是 FB 引脚内部分压器的分压比例。
6. 由设计保证，未经产品测试。
。
A
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6
典型性能特征
16.8
16.5
16.2
15.9
15.6
15.3
15.0
5.04
5.01
4.98
4.95
4.92
4.89
4.86
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
125
125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 6. VDD 导 通 阀 值 电 压 (VDD-ON) 与 温 度 的 关 系
图 7. VDD 关 断 阀 值 电 压 (VDD-OFF) 与 温 度 的 关 系
4.0
3.7
3.4
3.1
2.8
2.5
2.2
0.23
0.22
0.21
0.20
0.19
0.18
0.17
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 8. 工 作 电 流 (IDD-OP) 与 温 度 的 关 系
图 9. 间 歇 模 式 工 作 电 流 (IDD-BURST) 与 温 度 的 关 系
28
27
26
25
24
23
22
1.50
1.45
1.40
1.35
1.30
1.25
1.20
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 10. 恒 流 调 节 最 小 频 率 (fOSC-CCM) 与 温 度 的 关 系
图 11. FB 电 压的进入零占空比 (VFB-L) 与 温 度 的 关 系
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7
典型性能特征
1.80
1.70
1.60
1.50
1.40
1.30
1.20
2.95
2.90
2.85
2.80
2.75
2.70
2.65
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 12. FB 电 压 离 开 零 占 空 比 (VFB-H) 与 温 度 的 关 系
图 13. VS 过 压 保 护 (VVS-OVP) 与 温 度 的 关 系
2.53
2.52
2.51
2.50
2.49
2.48
2.47
2.50
2.48
2.46
2.44
2.42
2.40
2.38
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 14. CS 参 考 电 压 (VVR) 与 温 度 的 关 系
图 15. 恒 流 调 节 中 CS 引 脚 变 化 电 压 (VCCR)
与 温 度 的 关 系
2.18
2.17
2.16
2.15
2.14
2.13
2.12
1
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 16. 恒 流调节中降频开 始 电 压 (VSN-CC) 与 温 度 的 关 系
图 17. 恒 流调节中降频结束电压 (VSG-CC) 与温度的关系
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8
典型性能特征
0.33
0.32
0.31
0.3
0.83
0.82
0.81
0.80
0.79
0.78
0.77
0.76
0.75
0.29
0.28
0.27
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 18. 电 流 限 制 阀 值 电 压 (VSTH) 与 温 度 的 关 系
图 19. 功 率 模 式 下 电 流 限 制 阀 值 电 压 (VSTH-VA)
与 温 度 的 关 系
590
580
570
560
550
540
530
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
图 20. 最 小 导 通 时 间 (tMIN) 与 温 度 的 关 系
图 21. 前 沿 消 隐 时 间 (tLEB) 与 温 度 的 关 系
67.6
67.4
67.2
67.0
66.8
66.6
66.4
16.5
16.0
15.5
15.0
14.5
14.0
13.5
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
-40
-30
-15
0
25
50
75
85
100
125
Temperature (ºC)
Temperature (ºC)
图 22. 最 大 占 空 比 (DCYMAX) 与 温 度 的 关 系
图 23. 栅 极输出箝位电压 (VGATE-CLAMP) 与 温 度 的 关 系
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9
工作说明
VEA.I
基本控制原理
VEA.V
VEA.I
VEA.V
图 24 显示内部 PW M 控制电路。恒压 (CV) 调节的实现
方法与传统隔离电源相同，使用分压器感测输出电压，并
将其与电压调节器 (KA431) 的内部 2.5 V 基准电压相比
较，生成补偿信号。补偿信号通过光电耦合器传输到初级
端，并通过衰减器 Av 进行缩减，生成 VEA.V 信号。然
后，误差信号 VEA.V 被施加到 PWM 比较器 (PW M.V )，以
确定占空比。
VSAW
Gate
PWM.V
同时，恒流调节可以在内部实现，无需直接检测输出电
流。输出电流估计器利用变压器初级端电流和二极管电流
放电时间计算出输出电流 (VCCR)。内部误差放大器随后
将 VCCR 与参考电压 (2.5 V) 作比较，并生成 VEA.I 信号以
确定占空比。
PWM.I
OSC CLK
CV Regulation
CC Regulation
PWM 比 较器 PW M. I 和 PW M.V 分别将两种误差信号
图 25. 恒 流 和 恒 压 的 PWM 操 作
V
EA.I 和 VEA.V 与内部锯齿波形 (VSAW) 进行比较，以确定
占 空 比 。 如 图 25 所 示 ， 两 个 比 较 器 （ PW M. I 和
PWM.V）的输出与“或”门相结合，并用作触发器的复
位 信号 ，以确 定 MOSFET 的 关 断 瞬间。 较低 的信号
（VEA.V 或 VEA.I）确定占空比，如图 25 所示。在 CV 调
节期间，VEA.V确定占空比，而 VEA.I 饱和至高电平。在恒
流调节期间，VEA.I 确定占空比，而 VEA.V 饱和至高电平。
输出电流估算
图 26 显示的是反激式转换器在非连续导通模式 (DCM)
下工作时的主要波形，其次级端二极管电流在下一次开关
周期开始前达到 0。由于输出电流估算器针对 DCM 运行
模式而设计，功率级应设计为能在整个工作范围内保证
DCM。输出电流可通过求取开关周期内输出二极管电流
三角形区域的平均值获得：
IO
+
VO
-
ID
NP tDIS
Lm
IO =< ID
>
AVG = IPK
•
(1)
NS 2tS
Np:Ns
其中，IPK 是初级端电流峰值；NP 和 NS 分别是变压器初
级端和次级端的匝数；tDIS 是二极管电流放电时间；tS 是
开关周期。
OSC
S
R
Q
Q
Gate
CS
Drv
IDS
VCCR
-
IO
Estimator
VEA.I
给出电流检测电阻时，输出电流可编程如下：
+
RCS
Z
-
2.5V
VS
1.25
K • RSENSE NS
其中 K 指 IC 的设计参数，为 10.5。
NP
+
(2)
IO
=
PWM.I
VSAW
KA431
VDD
+
-
Slope
COMP
Na
初级端电流的峰值由一个内部峰值探测电路获得，而二极
管电流放电时间则通过探测二极管电流过零瞬态获得。由
于二极管电流无法通过初级端控制直接检测，过零检测
(ZCD) 可通过监控辅助绕组电压间接实现。当二极管电流
达到零时，变压器绕组电压开始由于 MOSFET 输出电容
和变压器励磁电感之间的谐振而下降。为了检测谐振开始
瞬间，在前一个开关周期中 85% 的二极管电流放电时间
时对 VS 进行采样，然后将其与瞬态 VS 电压进行比较。
当 VS 引脚的瞬时电压降至比采样电压低 200 Mv 或更多
时，即得到二极管电流的过零点，如图 27 所示。
Av
PWM.V
VEA.V
FB
图 24. 内 部 PWM 控 制 电 路
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10
IDS (MOSFET Drain-to-Source Current)
IPK
VDS
IDS
ID (Diode Current)
NP
IPK
⋅
NS
tON
tDIS
VO
< ID >AVG = IO
Zero
Crossing
VS
IO
VDS
IDS
tON
tDIS
tS
图 26. DCM 反 激 式 转 换 器 的 主 要 波 形
tDIS
tON
0.85 tDIS (n-1)
ZCD
图 28. 恒 流 模 式 下 的 tDIS 变 化
VS
VSH
VSH
VO
Sampling
200mV
VSN-CC
83kHz
tDIS (n)
(2.15V)
28kHz
VSG-CC
(0.7V)
IO
图 27. ZCD 详 细 波 形
图 29. 频 率 随 着 VSH 降 低
恒流模式下的降频
Switching Freq. (kHz)
由于仅对输出电流在 DCM 模式下的运行进行了合理估
计，一个重要的设计考虑因素是变压器要确保 DCM 运行
要覆盖整个范围。如图 28 所示，二极管电流放电时间
(tDIS) 随恒流模式下输出电压的降低而增大。在固定开关
频率下运行时，转换器将在恒流模式下输出电压下降时进
入 CCM 模 式。为 了防止进入 CCM 运 行模 式同时在
DCM 运 行 模 式 下 维 持 良 好 的 输 出 电 流 估 计 ，
FAN302HLMY-F117 在输出电压下降时减小开关频率，
如图 28 和图 29 所示。FAN302HLMY-F117 通过 VS 的
采样保持电压 (VSH)（取之于先前开关周期 85% 的二极
管电流放电时间）间接监控输出电压，如图 27 所示。图
30 显示的是频率如何随 VS 采样保持电压下降而减小。
2kHz
85kHz
83kHz
Frequency Hopping
∆f
= SG−CC
2kHz
∆V
28kHz
26kHz
VSH
VSN-CC
图 30. 恒 流 调 节 中 的 频 率 降 低 曲 线
VSG-CC
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11
0.8V/RSENSE
CCM 预防功能
如果没有足够的设计裕量来覆盖所有的电路参数变化和工
作条件，即使电源设计目的是在 DCM 模式下运行，它也
有可能进入 CCM 模式。FAN302HLMY-F117 具有 CCM
预 防 功 能 ，能 够 在 获得 VS 引 脚 过 零 检 测 点前 延迟
MOSFET 的下一周期导通，如图 31 所示。为了确保稳
定的 DCM 模式运行，FAN302HLMY-F117 在获得过零
检测点后，禁止下一开关周期导通，禁止时间为开关周期
的 10%。在图 31 中，第一个开关周期在原始开关周期
90% 的时间时包含过零检测点，因此，可以在不受过零
检测瞬间影响的情况下确定下一周期的导通瞬间。第二个
开关周期在原始开关周期结束前不包含过零检测点，因
此，第三个开关周期的导通发生在获得过零检测点后，延
时为原始开关周期的 10%。CCM 预防功能允许的最小开
关频率是 18 kHz (f OSC-CM-MIN)。如果直至最大开关周期
55.6 µs (1/18 kHz) 结束时还未给出过零检测点，转换器
可能会进入 CCM 操作，从而失去输出调节。
IDS
0.3V/RSENSE
ID
sampling
sampling
VS
sampling
图 32. 功 率 限 制 模 式 运 行
高压启动
图 33 显示高压 (HV) 启动电路。从内部来看，JFET 用于
实现高压电流源，其特性如图 34 所示。从技术上讲，
HV 引脚可直接连接到直流母线 (VDL)。然而，要提高可
靠性和浪涌抗扰度，通常在 HV 引脚与直流母线之间使用
大约 100 kΩ 的电阻。具有给定直流母线电压和启动电阻
的实际 HV 电流由 V-I 特性线路和负载线路的交点确定，
如图 34 所示。
在启动期间，内部启动电路启用而且 直流母线可提供电
流 IHV，向保持电容器 CVDD 充电（通过 RSTART 实现）。
V
DD 电压达到 VDD-ON 时，内部 HV 启动电路禁用且 IC 会
ZCD
ZCD
开始 PW M 开关。HV启动电路禁用后，CVDD 中存储的能
量应提供 IC 工作电流，直至变压器辅助绕组电压达到标
称值。因此，CVDD 应合理设计，以防止 VDD 在辅助绕组
聚集足够电压以提供 VDD 之前降至 VDD-OF F。容差是一项
重要因素，选择 CDD时应加以考虑。建议在 VDD和 GND
引脚之间连接一个 22 μF 电容，以确保系统在宽工作温
度范围内的稳定性。
90% of Original tS
Original tS
90% of Original tS
Original tS
10% of Original tS
Extended tS
LLF1
Dbg
VDL
+
图 31. CCM 预 防 功 能
RLF
CB2
CB1
-
RSTART
功率限制模式
RF1
当 VS (VSH) 采样电压跌至低于 VS-CM-MIN (0.55 V) 时，
FAN302HLMY-F117 进入恒定功率限制模式，此时初级
端 电 流 限制 电压 (VCS) 从 VSTH (0.8 V) 变 为 VST H-VA
(0.3V)，从而避免 VS采样和过零检测，如图 32 所示。一
LLF2
IHV
AC Line
FAN302HL
DVDD
HV
旦 VS采样电压高于 VS-CM-MAX (0.75 V)，VCS 变回 VSTH
。
该模式能够防止电源进入 CCM 运行模式，并在输出电压
太低时防止失去输出调节。当负载存在故障状况如输出短
路或过载时，该模式能够有效保护电源。该模式还通过限
制变压器电流实现软启动，直至 VS 采样电压达到 VS-CM-
MAX (0.75 V)。
CVDD
Rvs1
Naux
VDD
+
-
16V/5V
Rvs2
Cvs
图 33. HV 启 动 电 路
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12
IHV
VDL −VHV
VO
IHV
=
RHV
5.0mA
VFB
VDL
RHV
VFB-H
VFB-L
1.5mA
0.8mA
VGATE
Switching
Disabled
Switching
Disabled
100V
200V
300V
400V
500V
VHV
图 36. 间 歇 模 式 操 作
VDL
图 34. HV 引 脚 的 V-I 特 性
斜率补偿
抖频
电流检测电阻器两端的检测电压用于电流模式控制和逐脉
冲限流。在每个开关周期中，向电流检测信息中添加斜率
为正的同步斜坡信号，从而提高电流模式控制的抗噪能
力。
EMI 减少是通过抖频实现的，抖频将能量分布在比 EMI
测 试 设 备 测 得 带 宽 更 宽的 频 率 范 围 内 。抖 频 电 路 在
82 kHz 和 88 kHz 之间逐渐改变开关频率，周期是 tp，如
图 35 所示。
保护
Gate Drive Signal
自保护功能包括 VDD 过压保护 (OV P) 、内部过温保护
(OTP)、VS 过压保护 (OVP) 和欠压保护。VDD OV P 和掉
电保护在自动重启模式下实现，而 VS OV P 和内部 OTP
在闩锁模式下实现。
ts
ts
当 触 发 自 动 重 启 模 式 保 护 后 ， 开 关 过 程 终 止 并 且
MOSFET 保持关断，导致 VDD 开始下降。当 VDD 降至
V
DD 关断电压 5 V 时，保护功能被重置，内部启动电路被
启用，来自 HV 引脚的电源电流向保持电容器充电。当
VDD 达到导通电压 16 V，恢复正常运 行。通过这种方
式，自重启模式交替使能和禁用 MOSFET 开关过程，直
至解除异常状况，如图 37 所示。
ts
fs
88kHz
85kHz
82kHz
当 触 发 闩 锁 模 式 保 护 时 ， PW M 开 关 过 程 终 止 并 且
MOSFET 保持关断，导致 VDD 开始下降。当 VDD 降至
5 V 的 VDD 关断电压时，内部启动电路被使能，不会重置
保护功能，来自 HV 引脚的电源电流对保持电容器充电。
由于保护功能没有被重置，即使当 VDD 达到 16 V 的导通
电压时，IC 也不会恢复 PW M 开关过程，导致 HV 启动
电路被禁用。然后，VDD 降低至 5 V。通过这种方式，闩
锁模式保护功能交替对 VDD 充放电，直至 DC 链路电容
器中再没有任何能量。当 VDD 降低至 2.5 V 时保护功能被
重置，这只有当电源从交流线路中拔出时才允许进行，如
图 38 所示。
tp
t
图 35. 抖 频
间歇模式运行
电源在空载或极轻载条件下进入间歇模式。如图 36 所
示，当 VFB 降至低于 VFBL，PW M 输出关断，输出电压降
低，降低速率取决于负载电流。这会导致反馈电压上升。
一旦 VFB 超过 VFBH，内部电路开始提供开关脉冲。反馈
电压则随之降低，此过程重复进行。间歇运行模式会交替
使能和禁用 MOSFET 的开关操作，并降低待机模式下的
开关损耗。一旦 FAN302HLMY-F117 进入间歇模式，工
作电流从 3.5 mA 降至 200 μA，以最小化功耗。
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输 入电压检测
Power On
VDS
MOSFET 导通时，FAN302HL 使用 VS 引脚电流间接检
测输入电压。由于 MOSFET 导通时，VS 引脚电压箝位
至 0.7 V，VS 引脚中流出的电流大致与输入电压成正
比，由下式计算得出：
NA
(
VDL + 0.7)
(3)
NP
0.7 NA VDL
Fault
Occurs
VDD
IVS.ON
=
+
≅
RVS1
RVS 2 NP RVS1
VDD-OVP
VDD-ON
NP
VDL
Fault
Removed
VDD-OFF
PWM
Control
Block
Operating Current
IDD-OP
IVS
RVS1
Minimum
ON time
Modulation
Current
Monitoring
Block
VS
RVS2
CVS
IDD-ST
Vin
Detection
NA
图 37. 自 动 重 启 模 式 运 行
图 39. Vs 引 脚 电 流 检 测
AC Disconnected
Power On
VDS
Power
FAN302HL 调制 MOSFET 的最小导通时间，使其随输入
电压上升而下降，如图 40 所示。这样针对高线电压条件
便可实现较小的最小导通时间，从而无论线电压如何变
化，都确保间歇模式操作以几乎相同的功率进行。最小导
通时间与间歇模式的束频率有关。
On
Again
VDD
Protection
Triggered
选择 RVS1 和 RVS2 时，150 µA 是要认真考虑的 VS 电流
电平。若 VS 电流低于 150 µA，则 ton_min 不会更大。
VDD-ON
Protection
Reset
tON.MIN (µs)
VDD-OFF
VDD-LH
Operating Current
IDD-OP
IDD-ST
图 38. 闩 锁 模 式 运 行
150 µA, Minimum value
过 温保护 (OTP)
当结温超过 140°C (tOTP) 时，温度检测电路会关闭脉宽调
制输出。
IVS (µA)
图 40. 最 小 导 通 时 间 与 VS 引 脚 电 流 的 关 系
V
DD 过压保护
V
DD 过压保护功能防止超过 IC 额定电压，出现过压时，
IC 被损坏。当由于异常状况 VDD 电压超过 26.5 V，会触
发保护功能。该保护功能通常是由次级端反馈网络开路导
致的。
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Auxiliary Winding
VDD
VS 过 压保护 (OVP)
VS 过压保护有助于防止因输出过压状况导致的损坏。图
41 显示 VS OVP 保护方法。当 VS 采样电压超过 2.8 V
(VVS_OVP) 的时间超过八个开关周期时，会触发 OVP。然
后，PW M 脉冲被禁用并且 FAN302HL 进入闩锁模式。
当 VDD 降至低于 VDD-LH 时，保护功能被重置，并恢复正
常运行。VS 过压状况通常是由次级端反馈网络中的开路
或 VS 引脚分压电阻的异常行为引起的。
R1
2.8V
D
Q
Sampling
and Hold
Function
VS
CK
CVS
R2
PWM
Signal
PWM
Signal
Disable
Latch-Mode
Protection
VS OVP
Deounce Time
当次级端反馈电路为开路时，没有电流流过光电耦合器二
极管，这样会拉高反馈电压，指示将最大功率传输至负
载。由于传输的功率超过负载需要，输出电压上升直至触
发 OVP。
图 41. VS OVP 保 护
前 沿消隐时间 (LEB)
每次功率 MOSFET 导通时，检测电阻上都会出现一个导
通 尖 峰 信 号 。 为 了 避 免开 关 脉 冲 提 前 终止 ， 内 置 了
150 ns 的 前沿消隐时间 。因此，可以不需 添加传统的
RC 滤波。此次消隐期间，限流比较器被禁用，它无法关
断栅极驱动器。
轻载时最坏的 OV P 触发点计算如下：
2
NS RVS1 + R
2ESURPLUS
OVP
(4)
VO
=
VVS _OVP
+
VS 2
NA
RVS 2
CO
抗 噪性
其中，ESURPLUS 为延迟时间内传输至负载的剩余能量。
电流检测或控制信号噪声可能导致显著的脉宽抖动。尽管
斜率补偿有助于缓解这些问题，仍需采取更多预防措施。
应当遵循良好的布置和布局惯例。避免使用较长的 PCB
引线和元件引线。将旁路滤波器元件放置在 PW M IC 附
近。
ESURPLUS 可定义如下：
2
L
VSTH VDL
m
(5)
ESURPLUS
=
+
(tDLY.OFF
)
×8
2
RCS
Lm
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典型应用电路（反激充电器）
应 用
飞 兆 半 导 体 器 件
FAN302HLMY-F117
输 入 电 压 范 围
输 出
手机充电器
90~265 VAC
5 V/1.2 A (6 W)
特性
.
.
.
高效率 (>71% 平均值），满足能源之星 V2.0 标准（平均值：68.17%)
超低待机功耗，230 VAC 时，低于 10mW（115 VAC 时，引脚 = 6.3 mW，230 VAC 时，引脚 = 7.3 mW）
输出调节：CV = ±5%、CC = ±15%
图 42. 测 得 效 率 与 输 出 调 节
C6
R12
1mH
L1
EI12.5 93T/7T/11T
1.8µH
L3
VO
IO
10Ω
1nF
D7
R1
10Ω
+
VDL
-
C4
R10
270KΩ
3A/40V
NS
NP
C1
470pF
C2
C9
330µF
C8
330µF
6.8µF
6.8µF
AC Line
R3
0Ω
D1~D4
FFM107M*4
D6
FFM107M
47Ω
R5
D9
R11
5.6KΩ
R20
1KΩ
R2
10Ω
4A/650V
Q1
1N4148
D5
R18
FAN302HLMY_F117
64.9KΩ
R4
100Ω
R9
FOD817S
TL431
IN4935
C7
1
2
3
4
CS
8
7
6
5
HV
NA
R6 0Ω
10nF
GATE
VDD
VS
NC
1.3Ω
FB
R17
63.4KΩ
C3
C10
1nF
R7
33µF
GND
91KΩ
C11
U1
470pF
R8
C5
40.2KΩ
20pF
图 43. 典 型 应 用 电 路 示 意 图
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典型应用电路（续）
变压器规格
.
.
磁芯：EI12.5
骨架：EI12.5
2
1
Auxiliary Winding
FLY–
FLY+
Secondary Winding
5
Primary Winding
4
BOBBIN
图 44. 变 压 器
注 意：
7. W1 由匝数不同的四层组成。每层匝数如表 1 所示。在第二层和第三层之间添加一条绝缘带。
8. W2 由具有三层绝缘导线的两层组成。正极和负极引脚的飞线长度分别为 3.5cm和 2.5cm。
9. W3 是一层中的空间绕组。
表 1.
变 压器绕组规格
端 子
绝 缘
匝 数
编 号
绕 线
匝 数
起 始 引 脚
终 结 引 脚
26
25
24
18
7
0
1
0
2
2
2
3
W1
4
5
2UEW 0.1*1
W2
W3
Fly+
1
Fly-
2
TEX-E 0.45*1
2UEW 0.18*1
磁心圆角卷带
磁芯
11
0
2
W4
2
2UEW 0.18*1
5
注 ：
10. W4 是最外层和空间绕组。
引 脚
4－5
4－5
规 格
备 注
初级端电感
100 kHz, 1 V
短路一组次级绕组
700 µH ±7%
130 µH ±7%
初级端漏电感
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物理尺寸
5.00
4.80
A
0.65
3.81
8
5
B
1.75
6.20
5.80
4.00
3.80
5.60
1
4
PIN ONE
INDICATOR
1.27
1.27
(0.33)
0.25
M
C B A
LAND PATTERN RECOMMENDATION
SEE DETAIL A
0.25
0.10
0.25
0.19
C
1.75 MAX
0.10 C
0.51
0.33
OPTION A - BEVEL EDGE
0.50
0.25
x 45°
GAGE PLANE
R0.10
R0.10
OPTION B - NO BEVEL EDGE
0.36
NOTES: UNLESS OTHERWISE SPECIFIED
8°
0°
0.90
A) THIS PACKAGE CONFORMS TO JEDEC
MS-012, VARIATION AA, ISSUE C,
B) ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS.
C) DIMENSIONS DO NOT INCLUDE MOLD
FLASH OR BURRS.
D) LANDPATTERN STANDARD: SOIC127P600X175-8M.
E) DRAWING FILENAME: M08AREV13
SEATING PLANE
(1.04)
0.406
DETAIL A
SCALE: 2:1
图 45. 8 引 脚 ， 小 尺 寸 封 装 (SOIC)， JEDEC M S-012， .150-英 寸 窄 型
封装图纸是作为一项服务而提供给考虑选用飞兆半导体产品的客户。具体参数可能会有变化，且不会做出相应通知。请注意图纸上的
版本和/或日期，并联系飞兆半导体代表核实或获得最新版本。封装规格并不超出飞兆公司全球范围内的条款与条件，尤其指保修，保
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